Puls och digitala enheter. Pulssignalgeneratorer

Föreläsningsöversikt

1. Allmän information.

2. Multivibratorer.

3. Blockeringsgenerator.

3.1. Funktionsprincipen för blockeringsgeneratorn.

3.2. Proceduren för att beräkna blockeringsgeneratorn.

4. Rampspänningsgeneratorer.

4.1. Grundläggande parametrar för sågtandsspänningsgeneratorer.

4.2. Variationer av transistorsågtandspänningsgeneratorkretsar.

5. Trigger på transistorer.

Allmän information.

Pulsteknik– en del av elektroniken, vars ämne är utvecklingen teoretiska grunder, praktiska metoder och tekniska medel generera, omvandla och mäta parametrar för elektriska pulser, samt studera pulsprocesser i elektriska kretsar.

Oftast i pulsade elektroniska enheter används pulser av rektangulära (fig. 1, a), trapetsformade (fig. 1, b), triangulära (fig. 1, c) och exponentiella (fig. 1, d) former.

Bild 1

Pulser, vars former visas i fig. 1,a...d, idealiseras. Formen på verkliga pulser är inte geometriskt korrekt på grund av olinjäriteten hos egenskaperna hos halvledarenheter och påverkan reaktans i diagrammen. Därför har riktiga rektangulära pulser, som oftast används i praktiska pulskretsar, formen som visas i fig. 1, d. Områden med snabb ökning och fall av spänning eller ström kallas främre Och pulsavskärning och intervallet över vilket spänningen eller strömmen ändras relativt långsamt är impulsens topp.

En förenklad form av en riktig rektangulär puls visas i figur 1f. De uträtade segmenten ab, bc, cd visar fronten, toppen och cutoffen av pulsen, respektive, och segmenten de och ef representerar ökningen och minskningen av den omvända pulsen. Stigningshastigheten för spänning eller ström i figur 1e kännetecknas av pulsfrontens branthet

och minskningen av spänning eller ström vid toppen är en relativ minskning

En av de viktigaste indikatorerna pulssignaler är Pulsvaraktighet. Förutom specificerad parameterτ a, som bestämmer den aktiva varaktigheten av toppen vid nivån 0,5U m, pulslängden kännetecknas av tiden t och bestäms antingen vid nivån 0,1Um eller vid basen av pulsen (fig. 1) , f).

Huvudparametrarna för pulser inkluderar pulsrepetitionsperiod T – tidsintervall mellan början av två intilliggande unipolära pulser. Repetitionsperiodens ömsesidighet kallas pulsrepetitionsfrekvens f. En del av perioden T upptar paus t p – tidsintervall mellan slutet och början av två intilliggande pulser t p = T – t i.

Förhållandet mellan pulslängden och repetitionsperioden kallas fyllnadsfaktor

Den reciproka av fyllnadsfaktorn kallas arbetscykel av pulser

Kvaliteten på driften av pulsade enheter bestäms till stor del impulsåterhämtningstid t sol (fig. 1, f). Ju mindre två, desto mer tillförlitligt fungerar kretsen, desto högre prestanda.

Multivibratorer

En av de vanligaste rektangulära pulsgeneratorerna är en multivibrator, som är en tvåstegs resistiv förstärkare med en djup positiv respons. En av de enklaste och mest typiska multivibratorkretsarna visas i fig. 2. Kretselementen väljs för att säkerställa identiteten för vart och ett av förstärkarstegen monterade på samma typ av transistorer VT1, VT2. Med R1 = R4, R2 = R3, C1 = C2 och identiska parametrar Transistorn multivibrator kallas symmetrisk.

figur 2

Därför att Det är nästan omöjligt för kretsen att ha perfekt symmetri, då kommer vilken som helst, även den mest obetydliga asymmetrin omedelbart att leda till att en av transistorerna stängs, medan den andra kommer att vara öppen och bringas till mättnadsläge. Låt oss anta att kollektorströmmen för transistor VT2 av en eller annan anledning visade sig vara något större än kollektorströmmen för transistor VT1. Detta kommer att leda till en ökning av spänningsfallet över motståndet R4 och en minskning av den negativa potentialen vid kollektorn VT2. Genom kondensatorn C2 överförs förändringen i kollektorpotentialen för transistorn VT2 till basen av transistorn VT1. Detta kommer att leda till en minskning av kollektorströmmen för transistor VT1 och till en ökning av den negativa potentialen vid dess kollektor. Genom C1 överförs en förändring i kollektorpotentialen för transistor VT1 till basen av transistor VT2, vilket orsakar ytterligare ökning kollektorström för denna transistor. Processen upprepas sedan, och så småningom kommer transistor VT2 att öppnas helt och gå in i mättnadsläge, och transistor VT1 kommer att stängas. Denna process fortskrider som en lavin.

I avstängningsläget för transistorn VT1 laddas kondensatorn C1 genom kretsen: 0, emittersektion - bas för öppen transistor VT2, C1, R1, -Ek. Samtidigt laddas kondensatorn C2 ur genom den öppna transistorn VT2 och motståndet R3.

Att byta krets från ett tillstånd till ett annat beror på laddningshastigheten och urladdningen av kondensatorerna. När kondensatorn C1 laddas ökar den positiva potentialen för punkt A mer och mer, och när kondensatorn C2 laddas ur minskar den positiva potentialen för punkt B mer och mer. I detta avseende ökar baspotentialen för transistor VT2 gradvis, och baspotentialen för transistor VT1 minskar. Vid en viss tidpunkt kommer transistorn VT1 att låsas upp, en lavinliknande process för att öka strömmen i denna transistor kommer att börja och transistorn VT2 kommer att inaktiveras. Denna omkopplingsprocess upprepas. Således är transistorerna i multivibratorn i sin tur antingen i strömavstängningsläget eller i mättnadsläget, och rektangulära pulser med en amplitud nästan lika med värdet på källmatningsspänningen kan samlas in från varje kollektor. Kretsen kommer att generera pulser ( självexciteringsläge). Detta läge kallas självsvängande.

I fig. Figur 3 visar tidsdiagram över strömmarna som flyter i transistorerna och spänningarna vid transistorernas kollektorer och baser. Det initiala momentet to motsvarar fallet när transistorn VT1 är låst och transistorn VT2 är öppen. Moment t 1, t 2, t 3 motsvarar omkoppling av kretsen.

Visat i fig. 2-kretsen kallas en krets med kollektor-bas kapacitiva anslutningar.

Figur 3

Vid beräkning av en multivibrator i ett självoscillerande läge måste följande anges: pulsrepetitionsperiod T; pulslängd t och; pulsamplitud U m ; främre varaktighet τ f; skärlängd τ s; återhämtningstid tres; temperatur miljö t omgivning (eller tillåten temperaturinstabilitet för multivibratorn σ T i ett givet temperaturområde).

Som ett resultat av beräkningen är det nödvändigt att välja typen av transistorer och bestämma parametrarna för kretselementen.

1) Bestäm spänningen för strömkällan

. (5)

Om spänningen för strömkällan är specificerad och avsevärt överstiger amplituden för pulserna Um, kan multivibratorn beräknas för en större amplitud än den specificerade, och pulserna kan tas bort med hjälp av en spänningsdelare i kollektorkrets en av transistorerna, som visas i fig. 4.

Figur 4

2) Välj typen av transistorer vars parametrar uppfyller följande villkor:

där U KB max är det högsta tillåtna konstant tryck kollektor – bas för den valda typen av transistor;

f h 21e – begränsande frekvens för strömöverföringskoefficienten för den bipolära transistorn.

Om multivibratorn arbetar vid förhöjda temperaturer eller måste ha hög temperaturstabilitet (σ T< 5%), то выбирают кремниевые транзисторы; если tillåtet värdeσ T > 5% - germaniumtransistorer.

När du väljer transistorer enligt deras frekvensegenskaper kan du, förutom relation (7), vägledas av följande rekommendationer: om den specificerade stigtiden τ f inte är mindre än (0,2 ...), 5) μs, då lågfrekventa transistorer kan användas; om τ f< (0,2 … 0,5)мкс – следует выбрать высокочастотные транзисторы.

3) Hitta resistansen för motstånden R1 = R4 = Rк. I det här fallet är det nödvändigt att uppfylla villkoret

, (8)

där I Ki max är den maximalt tillåtna pulsströmmen för kollektorn;

I KB 0 – Omvänd ström transistor.

Som regel, för lågeffekttransistorer Rk välj minst (0,5 ... 1) kOhm, och för högeffekttransistorer - minst (200 ... 300) Ohm.

4) Hitta resistansen för motstånden R2 = R3 = R B

där h 21e – strömöverföringskoefficient;

K är mättnadskoefficienten för transistorn.

Mättnadskoefficienten bestäms från relationen

. (10)

När K oss< 1 транзистор работает в ненасыщенном режиме, при К нас = 1 находится на грани насыщения, при К нас >1 – i mättnadsläge.

För att säkerställa öppet transistorläge vid ytlig mättnad, välj K us = 1...4.

I vissa kretsar av symmetriska multivibratorer, för att justera perioden för självsvängning, ingår en källa med justerbar spänning i kretsen av transistorbaser (EB i fig. 5). Formel för att bestämma perioden för genererade pulser

, (11)

där RB = R2 = R3; C = Cl = C2;

U B m är en del av spänningen som överförs från kollektorerna till baskretsen.

Figur 5

5) Bestäm kapacitansen för kondensatorerna C1 och C2. För en symmetrisk multivibrator

. (12)

För en asymmetrisk multivibrator

6) Hitta återhämtningstiden för kretsen

Som man kan se, för att minska tres, d.v.s. För att förbättra formen på de genererade pulserna bör värdena för R K och C reduceras med en minskning av kapacitansen C minskar dock pulslängden och svängningsperioden. För att förhindra detta är det nödvändigt att öka resistansen hos motstånden RB, men detta kommer att försämra kretsens termiska stabilitet. Att reducera R K är också opraktiskt, eftersom detta leder till en ökning av transistorns mättnadsström och en minskning av spänningsfallet över kollektorn, vilket kan störa kretsens självexcitering. Därför, om det erhållna värdet för Irec visar sig vara större än det specificerade, bör ändringar göras i multivibratorkretsen. I fig. Figur 6a visar en krets av en symmetrisk multivibrator med korrigeringsdioder.

Bild 6

I kretsen stängs laddningsströmmen för kopplingskondensatorerna C1 och C2 inte genom kollektormotstånd R1 och R4, utan genom hjälpmotstånd R5, R6, vilket säkerställs genom att slå på dioderna VD1, VD2. Dioder förhindrar inte utvecklingen av lavinliknande processer för ökning och fall av transistorströmmar, men de gör det möjligt att minska laddningstidskonstanten för kondensatorerna C1 och C2. På grund av detta ställs spänningen på kollektorn på den låsta transistorn efter att kretsen har vänts om nära –Ek mycket snabbare (fig. 6, b) än i huvud-multivibratorkretsen.

Blockerande generator

MOSKVA "SOVIET RADIO"

Boken kan fungera som lärobok för kursen ”Puls och digitala enheter”. Boken beskriver linjära och olinjära enheter för omvandling och generering av pulsade signaler, elektroniska nycklar, olika regenerativa pulsanordningar, anordningar för att generera sågtandsspänning och -ström, logiska kretsar, grundläggande element i digitala anordningar och flerstegsanordningar funktionellt syfte. Vid presentation ägnas uppmärksamhet åt att säkerställa ett tillförlitligt och stabilt driftläge för enheter under påverkan av destabiliserande faktorer och störningsimpulser som är oundvikliga under driftsförhållanden.

Itskhoki Ya S., Ovchinnikov N. I. Puls och digitala enheter. Moskva, förlag "Sovjetradio". 1972, 592 s

Förord

AVSNITT ETT. ALLMÄN INFORMATION OM PULSPROCESSER
Kapitel 1. Introduktion
§1.1. Pulsdriftläge och dess funktioner
§ 1.2. Pulsteknikens roll i radioelektronik
§ 1.3. Kursämne
§ 1.4. Från historien om utvecklingen av pulsteknik

Kapitel 2. Pulsformegenskaper
§2.1. Pulsform och parametrar
§ 2.2. Typiska pulsparametrar
§ 2.3. Analytiskt uttryck av impulser
§ 2.4. Ungefärlig uppskattning av frontens varaktighet
§ 2.5. Aktiv pulsbredd

AVSNITT TVÅ. LINJÄRA ENHETER FÖR PULSFORMNING OCH KONVERTERING
Kapitel 3. Integrerande kretsar
§ 3.1. Syfte och funktionsprincip för den integrerande kretsen
§ 3.2. Krav på parametrarna för den integrerande kretsen
§ 3.3. Alternativ för att integrera kretskretsar

Kapitel 4. Differentiering och förkortning av kedjor
§ 4.1. Differentiera kedjor
§ 4.2 Förkortning av kedjor

Kapitel 5. Pulstransformatorer
§ 5.1 Syfte med pulstransformatorer
§ 5.2. Transformatorkärnmagnetisering
§ 5.3. Transformatorkrets ekvivalent krets
§ 5.4. Distorsion av den transformerade pulsformen
§ 5.5. Krav på transformatordesign

Kapitel 6. Signalfördröjningslinjer
§ 6.1 Tidsfördröjning linjetilldelning
§ 6.2. Egenskaper hos icke-förvrängande elektriska tidsfördröjningssystem
§ 6.3. Elektromagnetiska tidsfördröjningslinjer
§ 6.4. Artificiella fördröjningslinjer (IDL)
§ 6.5. Ultraljudsfördröjningslinjer (ULL)

Kapitel 7. Linjära bildande kedjor
§ 7.1. Allmänna bestämmelser
§ 7.2. Bildar elektromagnetiska linjer
§ 7.3. Konstgjorda formningslinjer
§ 7.4. Formativa reaktiva tvåterminalsnätverk
§ 7.5. Schema för anslutning av formningskretsar

AVSNITT TRE. ELEKTRONISKA SWITCHAR OCH ONLINEÄRA SIGNALFORMER KONVERTERANDE ENHETER
Kapitel 8. Elektroniska nycklar
§ 8.1. Allmänna bestämmelser
§ 8.2. Transistoromkopplare (TC)
§ 8.3. Transienta processer i en transistoromkopplare
§ 8.4. Transistoralternativ nyckelscheman
§ 8.5. Diodbrytare

Kapitel 9 Icke-linjära signalomvandlings- och pulsformningsanordningar
§ 9.1. Amplitudbegränsare
§ 9.2. Pulsformning genom att begränsa och differentiera sinusformad spänning
§ 9.3. Peak transformator
§ 9.4. Nivåklämmor

AVSNITT FYRA. REGENERATIV PULSANORDNINGAR
Kapitel 10. Allmänna egenskaper hos regenerativa pulsanordningar
§ 10.1. Principer för att konstruera regenerativa enheter
§ 10.2. Driftlägen för regenerativa enheter

Kapitel 11. Multivibratorer
§ 11.1. Multivibratorer med anod-nätanslutningar
§ 11.2. Multivibrator med kollektor-basanslutningar
§.11.3. Sändarekopplad standby multivibrator
§ 11.4. Typiska kretsar av standby multivibratorer
§ 11.5. Väntar multivibrator med transistorer olika typer ledningsförmåga
§ 11.6. Multivibrator med bryggkretsar
§ 11.7. Flerfas multivibratorer

Kapitel 12. Blockerar generatorer
§ 12.1. generella egenskaper blockerande generator
§ 12.2. Rörblockerande generator
§ 12.3. Alternativ för rörblockerande oscillatorkretsar
§ 12.4. Transistorblockerande oscillator

Kapitel 13. Pulsfrekvensdelare
§ 13.1 Funktionsprincip för frekvensdelaren
§ 13.2. Stabilitet i frekvensdelningsläget
§ 13.3. Steg frekvensdelare

Kapitel 14. Utlösare
§ 14.1. Allmänna egenskaper hos triggers och krav på dem
§ 14.2. Symmetrisk transistortrigger
§ 14.3. Trigger Trigger kretsar
§ 14.4. Tillhandahåller triggervilolägen
§ 14.5. Alternativ för triggerkretsar

Kapitel 15. Pulsapparater på halvledarenheter med negativt motstånd
§ 15.1 Tunneldiodenheter (TDD)
§ 15.2. Avalanche transistor devices (ALD)

AVSNITT FEM. RAMPSPÄNNING OCH STRÖMGENERATORER
Kapitel 16. De enklaste generatorerna av linjärt varierande spänning. Lineariseringsmetoder
§ 16.1. Parametrar för rampspänning
§ 16.2. Principen för att konstruera LIN-generatorer
§ 16.3. De enklaste LIN-generatorerna
§ 16.4. GLIN med strömstabiliserande element
§ 16.5. GLIN med kompenserande e. d.s, införd genom en icke-inverterande förstärkare
§ 16.6. GLIN med kompenserande e. d.s, införd genom en inverterande förstärkare

Kapitel 17. LIN-generatorer av Phantastron-typ
§ 17.1. Allmän information
§ 17.2. Phantastron med kommunikation via skärmningsnät
§ 17.3. Fantastron med katodkoppling
§ 17.4. Transistorfantatron

Kapitel 18. Rampströmgeneratorer
§ 18.1. Rampströmparametrar
§ 18.2. Principen för sågtandsströmbildning
§ 18.3. Sågtandsströmgeneratorkretsar

AVSNITT SIX. ELEMENT AV LOGISKA KRETS
Kapitel 19. Allmänna egenskaper hos logiska kretsar
§ 19.1. Grundläggande logiska operationer
§ 19.2. Klassificering och egenskaper hos logiska kretsar

Kapitel 20. Grundläggande logiska kretsar
§ 20.1. Logisk negation (NOT) krets
§ 20.2. Diodlogiska multiplikationskretsar (AND).
§ 20.3. Diodlogiska additionskretsar (OR)
§ 20.4. Logik på tunneldioder

Kapitel 21. Komplexa och kombinerade logiska kretsar
§ 21.1. Diod-transistor logiska kretsar (DTLS)
§ 21.2. Transistor Logic Circuits (TLC)
§ 21.3. Hämningslogik (INHIBIT)
§ 21.4. Logiska kretsar av ekvivalens och olikhet
§ 21.5. Flerstegs diodlogikkretsar

AVSNITT SJU. MULTISTAGE PULSENHETER
Kapitel 22. Signalkodningsanordningar
§ 22.1. Generering av pulskoder med fasta intervall mellan pulserna
§ 22.2 Generering av pulskoder med justerbara intervall mellan pulserna
§ 22.3. Registrera binär digital kod
§ 22.4. Diodavkodare
§ 22.5. Digitala pulsräknare
§ 22.6. Kodning av kontinuerligt föränderliga mängder

Kapitel 23. Val av pulssignal
§ 23.1. Allmän information
§ 23.2. Val av pulsamplitud
§ 23.3 Val av pulser efter repetitionsfrekvens
§ 23.4 Val av pulser efter varaktighet
§ 23.5. Val av ett kodat pulståg

FÖRORD

Boken kan fungera som lärobok för kursen "Pulse och digitala enheter" för ett antal radiotekniska universitet. I enlighet med kursprogrammet beskriver boken linjära och icke-linjära anordningar för omvandling och generering av pulssignaler, elektroniska brytare, relaxers, pulsfrekvensdelare, triggers, anordningar för att generera sågtandsspänning och -ström, anordningar för att utföra logiska operationer och några flerstegsfunktionella enheter.

Vi betraktar pulsade enheter byggda på vakuumrör och i synnerhet på halvledarenheter: transistorer (främst), dioder, tunneldioder och lavintransistorer. Tillsammans med en redogörelse för driftprincipen för enheterna och en analys av processerna som förekommer i dem, härleds de grundläggande lagarna för processerna och beräknade samband. Vart i Särskild uppmärksamhet fokuserar på att identifiera villkoren för stabil och tillförlitlig drift av enheter och välja lämpliga lägen för deras drift, med hänsyn till verkan av destabiliserande faktorer och interferenspulser som är oundvikliga under driften av enheter.

Varje kapitel i boken har sin egen serienummer av formler, figurer och tabeller. När man hänvisar till en formel, figur eller tabell i ett annat kapitel, anger den första siffran kapitelnumret. I syfte att använda läroboken för programmerad träning är varje stycke indelat i stycken, numrerade i ordning.

Kapitel 1-15 skrevs av Y. S. Itskhoki, kapitel 16-24 skrevs av N. I. Ovchinnikov; Allmän redigering av boken utfördes av Y. S. Yitshoki.

Bokmanuskriptet granskades noggrant och diskuterades av team av specialister från flera universitet; samtidigt gavs en serie användbara tips och rekommendationer. Författarna uttrycker sin tacksamhet till alla som deltagit i granskningen av manuskriptet och dess diskussion och i synnerhet till de officiella granskarna S. Y. Shats och G. D. Fedotov, liksom A. A. Kulikovsky, B. X. Krivitsky, V. V. Grigorin-Ryabov, V. K. Lyubchenko, V. G. Pozdnyakov, V. P. Dya- Eonov, Ya. Belenky och B.S.

Ladda ner boken Y. S. Yitshoki, N. I. Ovchinnikov. Puls och digitala enheter. Moskva, förlag "Sovjetradio". 1972

Allt elektroniska apparater hantera elektriska signaler som varierar över tiden. Det är tack vare denna tidsförändring som signalen kan bära viss information. Baserat på förändringens karaktär särskiljs analoga pulser och digitala signaler.

En analog signal kan ta vilket värde som helst inom vissa gränser. När som helst kan den representeras matematiskt av en analytisk funktion utan diskontinuiteter (Figur 1.1a).

Figur 1.1. Elektriska signaler; a) analog, b) puls, c) digital

Enheter som endast fungerar med analoga signaler kallas analoga enheter.

En digital signal kan bara ta två värden: hög/låg eller 0/1 (ibland är det tredje värdet "ingen signal"). Vissa avvikelser från dessa värden är tillåtna (Figur 1.1c). Enheter som uteslutande arbetar med digitala signaler kallas digitala enheter.

En pulssignal, som en analog signal, kan ha vilka värden som helst visst intervall. Vid vissa tidpunkter förändras dess beteende kraftigt och det kan inte beskrivas med en enda analytisk funktion utan diskontinuiteter (Fig. 1.1b). I modern elektronik ibland genereras pulssignaler med digitala metoder (digital-till-analog-omvandlare, analoga omkopplare, etc.). Sådana enheter brukar kallas analog-till-digital. Sålunda är konceptet med en pulssignal generellt. Digitala och analog-till-digitala enheter är ett specialfall av pulsenheter.

Digitala signaler skyddas mycket bättre än analoga signaler från brus, störningar och störningar. Små avvikelser från de tillåtna värdena förvränger inte den digitala signalen, eftersom det alltid finns zoner med tillåtna avvikelser. Inom vissa gränser påverkas de inte av förändringar i temperatur, matningsspänning eller variation i parametrarna för element, de tillåter långtidslagring utan förlust och högkvalitativ överföring via kommunikationskanaler.

Funktion digitala signaler att erkänna är att den måste förbli i var och en av dess tillåtna nivåer under åtminstone ett visst minsta tidsintervall. En analog signal kan anta vilket värde som helst inom en oändlig tid. Därför är den maximalt möjliga hastigheten för analoga enheter i grunden högre än för digitala enheter.

En analog signal är mer rymlig när det gäller informationsöverföring, eftersom den sänder information med varje aktuellt värde på sin nivå, i motsats till en digital signal, som bara har två nivåer. För att överföra samma volym användbar information, som finns i en analog signal, måste du använda multi-bit digitala signaler (8, 16 bitar, ibland mer).

Analoga enheter kräver vanligtvis betydande arbete för att anpassning och justering. Digitala enheter lättare att designa och ställa in.

Ömsesidig konvertering av analoga och digitala signaler kräver användning av specialutrustning - analog-till-digital och digital-till-analog-omvandlare. Att realisera fördelarna med digital signalbehandling kräver således ofta betydande kostnader.

Moderna elektroniska enheter innehåller vanligtvis både analoga och digitala delar. Analog elektronik används oftare för förbehandling signaler i realtid, när prestanda kommer i förgrunden, och kraven på omvandlingsnoggrannhet är måttliga. Digital bearbetning används vanligtvis i nästa steg, då hög noggrannhet för signalomvandling, tillförlitlig långtidslagring av information och överföring över kommunikationskanaler under störningsförhållanden krävs. Det finns inget tydligt recept för när man ska använda analog och när digital bearbetning signaler. Gränsen beror på nivån elementbas och utvecklarkvalifikationer.

Ris. 1.2. Pulssignalparametrar

Pulssignalen som visas i fig. 1.2, karakteriserad följande parametrar:

U m – pulsamplitud – den största avvikelsen av spänningen Umax från den initiala nivån Umin;

Om pulserna följer med lika intervall, så talar vi om en periodisk sekvens av pulser med upprepningsperiod

T och = t och + t p,

där t och och tp är varaktigheten av pulsen respektive pausen mellan pulserna; bestäms vanligtvis vid en nivå av 0,5 av pulsamplituden;

Den sektion av pulsen vid vilken spänningen avviker från den initiala nivån kallas främre , och avsnittet där spänningen återgår till sin ursprungliga nivå är lågkonjunktur (skära ). I en riktig puls kan det vara svårt att ange gränserna för uppgång och fall, och deras varaktighet tf och tcf beräknas på nivån 0,1 Um och 0,9Um. Standardnivån anses vanligtvis vara lika med 10 % (0,1) av amplituden, även om ibland 5 % (0,05) hittas, men alltid med en reservation.

Antalet pulser som följer inom en sekund anropas pulsrepetitionsfrekvens Fläkt ;

För att beskriva en periodisk sekvens av pulser används parametern arbetscykel x, vilket är förhållandet mellan intervallet mellan pulser (pauser) och varaktigheten av själva pulsen;

I de fall de vanligtvis hanterar korta periodiska pulser (hög arbetscykel), till exempel radar, när t och<

Ett specialfall av en periodisk sekvens av pulser där pulslängden är lika med pauslängden är slingra sig , för vilken arbetscykel x=1.

Digitala signaler är ett specialfall av pulssignaler, de har två tillåtna spänningsnivåer. För att underlätta formell matematisk beskrivning kallas en av dessa nivåer för den logiska nivån (en nivå), och den andra kallas den logiska nollnivån (nollnivån). Oftast motsvarar en logisk nollnivå en lågspänningsnivå och en logisk motsvarar en högspänningsnivå. Det är vanligt att kalla detta positiv logik . Ibland i mikroprocessorers systembussar, när signaler överförs genom kommunikationskanaler, används en invers representation, kallad negativ logik ; En logisk nolla är en hög nivå och en logisk är en låg nivå. Det finns också mer komplexa kodningsmetoder. Men vi kommer främst att använda begreppen positiv logik. Strukturen för ett typiskt logiskt element (LE) visas i figur 1.3. Ingångslogiknoden utför logiska operationer på insignaler. Varje logisk ingångssignal I (ingång) beskrivs av en uppsättning parametrar;

¾ logiska nivåer av in-/utgångsspänning E 0 och E 1,

¾ ingångsströmmar I 0 och I 1 motsvarande ingångsnivåer.

Varje ingångssignal måste matas till en separat LE-ingång. I annat fall kan applicering av flera insignaler till en ingång på LE resultera i signalkonkurrens och, som en konsekvens, osäkerhet i spänningsnivån vid ingången, vilket naturligtvis inte är acceptabelt.

Antalet ingångar m anropas ingångskombinationskoefficient m och kanske 1 £ m £1.

Ris. 1.3. Struktur av ett typiskt logiskt element.

Maximalt m=8 beror på att informationsenheten är byte innehåller 8 bitar (kan ta 2 8 =256 tillstånd, vilket anses tillräckligt för att koda vilken informationssymbol som helst - siffror från 0 till 9, bokstäver i alfabetet, etc.). I sällsynta fall, när en LE med ett stort antal ingångar krävs, är en speciell IC ansluten till ingången på LE - en logisk expander.

Transistoromkopplaren, som konventionellt avbildas i fig. 1.3 som en mekanisk omkopplare, styrs av den resulterande logiska ingångssignalen och utför vanligtvis två funktioner:

¾ logisk negationsoperation "NOT" (om ingångsnivån är hög stängs omkopplaren och utsignalnivån blir låg);

¾ ger den erforderliga lastkapaciteten för LE för att kunna styra efterföljande flera LE. Lastkapacitet n (förgreningsfaktor) – antalet ingångar som kan kopplas till en given utgång utan att störa driften. Denna parameter bestäms av förhållandet mellan utströmmen I ut från LE och inströmmen I in

Standardvärdet är n = 10 vid användning av mikrokretsar av samma typ (samma serie).

Mikrokretsens ingångsström när en logisk nolla () kommer till ingången skiljer sig som regel från ingångsströmmen när en logisk etta () kommer till ingången. Till exempel = -0,4 mA, a = 20 µA (det antas att positiv ström flyter in i mikrokretsens ingång och negativ ström flyter ut ur den). På samma sätt kan utgångsströmmen från en mikrokrets vid utmatning av en logisk nolla () vara (och är vanligtvis) annorlunda än utströmmen vid utmatning av en logisk etta (). Till exempel för samma chip< -0,4 мА, a < 8 мА (считается, что положительный ток втекает в выход микросхемы, а отрицатель­ный - вытекает из него). Надо также учитывать, что разные входы и выходы одной и той же микросхемы могут иметь раз­личные входные и выходные токи.

För logisk noll () och en (1) utgångsspänning, anger referensböcker vanligtvis maximalt tillåtna värden för en given utström. I detta fall, ju högre utströmmen är, desto lägre är den logiska etta-spänningen och desto högre blir den logiska nollspänningen. Till exempel > 2,5 V (at< - 0,4 мА), a < 0,5 В (при <8mA).

Uppslagsböckerna anger också de tillåtna nivåerna av inspänningar, som mikrokretsen fortfarande uppfattar som de korrekta logiska nivåerna noll och ett. Till exempel > 2,0 V,< 0,8 В. Как правило, входные напряжения логи­ческих сигналов не должны выходить за пределы напряжения питания.

1. ALLMÄN INFORMATION OM PULSSIGNALER

Förutom sinusformad spänning används spänningar av andra former i utövandet av elektroteknik och elektronik. Pulsspänning är den mest använda. Puls är en spänning (signal) av vilken form som helst som är intermittent i tiden. Vågformen hänvisar till lagen om förändringar i spänning eller ström över tid.

Den utbredda användningen av pulssignaler beror på ett antal orsaker. En kombination av pulser och pauser gör det enkelt att överföra diskret information. Pulssignalen visade sig vara den enda acceptabla formen när man skapar radar, den är nödvändig för driften av synkroniseringssystem och är bekväm för att styra många produktionsprocesser.

Pulser används också för att överföra kontinuerlig information. I detta fall kan den överförda informationen innehållas i pulsernas amplitud, varaktighet eller tidsposition. Närvaron av pauser mellan pulserna gör att du kan minska strömförbrukningen från strömkällan. Dessutom kan du under en paus överföra information från andra korrespondenter.

De mest använda pulserna är rektangulära, sågtandade exponentiella och klockformade (bild 25.1, A). Impulserna karaktäriseras

– amplitud Um ,

– varaktighet τ och,

– pausens längd τ sid,

– upprepningsperiod T = τ och + τ n,

– upprepningsfrekvens F = 1/T,

– arbetscykel Q u = T/τ u.

I verkliga enheter kännetecknas rektangulära pulser också av deras stigtid τ fr och skär τ medelvärde. Fronten och cutoff bestäms under stigande eller fall av spänning från 0,1 Um innan 0,9 U m.

2. ELEKTRONISKA NYCKLAR

Enheter som behandlar pulsade signaler kallas pulsade enheter. Bland olika pulsanordningar upptar elektroniska nycklar en framträdande plats. Ingen ström flyter genom en idealisk öppen brytare. Spänningen över en idealisk sluten strömbrytare är noll. Nyckeltillståndet ändras under påverkan av signaler som tillförs en eller flera ingångar.

Den mest använda som elektroniska omkopplare är en transistorkaskad baserad på en krets med OE i förstärkningsklassen D(dvs i nyckelläge). Diagrammet för en sådan kaskad visas i fig. 25.1, b.

Låt oss överväga kretsens funktion. I växlingsläge kan transistorn

vara i ett av två tillstånd - i ett cutoff-tillstånd eller i ett mättnadstillstånd.

I avstängt läge är nyckeln öppen. Endast en liten backström flyter genom transistorn Ike 0. Spänning i kollektor-emittersektionen. Effekten som går förlorad i transistorn i cutoff-läge bestäms av produkten R ots = I ke0 ·U k och är liten, eftersom strömmen är försumbar jag ke0.

För att transistoromkopplaren ska vara i öppet tillstånd är det nödvändigt att applicera en negativ förspänning på basen, d.v.s. . För detta ändamål används ofta en extra förspänningskälla - E cm och motstånd R 2 (dessa element visas med streckade linjer i figuren). Med denna anslutning skapas förspänningen av två källor E cm och aktuell källa jag ke0, dvs.

Troende du är < 0, vi får:

,

När transistorn är i mättnadstillstånd är den elektroniska omkopplaren stängd. En mättnadsström flyter genom transistorn, vars värde begränsas av ett motstånd R till. Om vi ​​försummar den låga mättnadsspänningen kan vi skriva:

Mättnadsläge uppnås vid basströmmen:

. (25.4)

Liksom i cutoff-läge är strömförlusten i transistorn i mättningsläge liten eftersom mättnadsspänningen är låg U n.

Basströmmen i mättnadsläge skapas av spänningskällor U VX Och E SM. I detta fall kan transistorns bas-emittersektion anses vara kortsluten. Det är därför

.

Mättnadstillståndet (13.4) tar formen

. (25.5)

Uttryck (25.2), (25.3) och (25.5) låter dig beräkna den elektroniska nyckeln.

För närvarande tillverkas elektroniska nycklar i mikrokretsversioner. Till exempel en mikrokrets K564KT3 innehåller fyra dubbelriktade omkopplare utformade för att växla analoga och digitala signaler med strömmar upp till 10 mA.

3. JÄMFÖRELSER

En komparator är en anordning för att jämföra två spänningar. Op-amps förvärvar sådana möjligheter i ett icke-linjärt driftläge. För att analysera jämförelseprocessen, låt oss återigen gå över till överföringskarakteristiken för op-förstärkaren (Fig. 25.2, A). Vi vet att op-ampen fungerar i linjärt läge om skillnaden är . När skillnaden , utgångsspänningen är begränsad till ± U m.UT. Detta betyder att transistorerna i op-förstärkarens slutsteg arbetar i växlingsläge. Menande Um. UTGÅNG bara något mindre E.M.F. strömförsörjning E n därför, på överföringskarakteristiken, en region av positiv och negativ mättnad.

För riktiga op-förstärkare är värdet ∆ U gr inte mer än några få mV. För tillräckligt stora insignaler kan de försummas, om man antar ∆U gr ≈0. Sedan kl utspänning . Tvärtom, när utspänning. Med andra ord kan vi säga att utgångsspänningen från op-förstärkaren i olinjärt läge beror på vilken av ingångsspänningarna som är störst. Detta betyder att op-förstärkaren i olinjärt läge är en jämförelsekrets (komparator).

Möjligheterna att använda en op-amp som en komparator illustreras av graferna i fig. 25,2, b.

Som följer av graferna appliceras en sinusformad spänning på den direkta ingången till op-förstärkaren uin1 (t), och till den inverterande ingången – konstant positiv spänning Uin2. Jämföraren växlar vid tidpunkten för jämlikhet u .in1 (t) = U in2. Utspänningen är rektangulär. Detta innebär att komparatorn kan användas för att omvandla sinusformad spänning till en rektangulär spänning, dvs till en pulsspänning.

Från graferna är det lätt att se att varaktigheten av rektangulära pulser beror på storleken Uin2. Genom att ändra värdet Uin2 från –U m.in1 innan U m.in1, kan du ändra pulslängden från 0 innan T, Var T– periodens längd uin1 (t). Detta innebär att komparatorn kan användas som en amplitud-varaktighetsomvandlare.

En komparatorkrets med positiv återkoppling (POS) används ofta i praktiken. Det visas i fig. 25,3, A. Ett annat namn för systemet är Schmitt trigger. Insignalen tillförs den inverterande ingången och återkopplingsspänningen tillförs den framåtriktade.

I fig. 25,3, bÖverföringskarakteristiken för komparatorn ges. Med en stor negativ spänning vid op-förstärkarens inverterande ingång U in<< 0 , utgångsspänningen är maximalt positiv – U ut = U ut. m.

Spänning vid direktingången till op-förstärkaren U pr bildas av två källor - U 0 Och . Låt oss bestämma det genom superpositionsmetoden, med hänsyn till det för

både spänningskretsar R 1,R 2 fungerar som en avdelare:

. (25.6)

Låt oss anta att inspänningen ökar. Komparatorn kommer att vara i positiv mättnadsläge U ut = U m.ut fram tills U VX < U pr. Menande U pr fungerar som en svarströskel, så den kallas tröskel och betecknas U P1.

När ingångsspänningen U VX närmar sig spänningen U P1 så mycket så , Op-amp växlar till linjärt läge. Utspänningen minskar, dvs får ett negativt steg -∆U ut. Genom en avdelare R 1,R 2 inkrementet skickas till den direkta ingången på op-amp, vilket minskar värdet U pr med beloppet:

. (25.7)

Op-amp kommer att förstärka detta inkrement, vilket gör att spänningen vid dess utgång minskar ännu mer, d.v.s. ett negativt inkrement kommer att inträffa . Det senare kommer i sin tur att minska ytterligare U pr. Processen utvecklas som en lavin och slutar med övergången av op-förstärkaren till området med negativ mättnad, när . Således snabbar PIC upp komparatorväxlingsprocessen. Denna accelererade omkoppling kallas den regenerativa processen.

Därför att U UT efter att byte ändrade sitt tecken, ändrades också värdet U pr, dvs. tröskelvärdet – U P2, och

. (25.8)

En ny komparatorväxling kommer bara att inträffa när U i ≈ U P2. Komparatorns överföringskarakteristik har formen av en hysteresloop. Hysteresloopens bredd bestäms av förhållandet R2/R1, och dess position på abskissaxeln (axel U in) storlek U 0.

4. FORMA KEDJOR

Vid generering av pulssignaler av olika former är det nödvändigt att bilda tidsintervall som anger varaktigheten av pulser och pauser, pulsupprepningshastighet, etc. Detta problem löses genom att bilda kretsar som innehåller reaktiva element. De enklaste och mest pålitliga är R.C.-kedjor. De är uppdelade i hetero Och konverterar. Direkt RC- kedjor används som överföra Och differentiera, och den konverterade - as integrera kedjor.

Rakt diagram R.C.- kretsen visas i fig. 25,4, A. Låt oss överväga kretsens funktion enligt spänningsdiagrammen vid dess ingång och utgång (Figur 25.4, b). När man analyserar processen att generera spänning vid utgången R.C.-krets kommer vi att anta att inspänningskällans inre resistans är noll, och belastningsresistansen är oändligt stor.

Släpp in ögonblicket t= 0 till kretsens ingång (klämmor 1 -1 " ) mottas en rektangulär puls med amplitud Um och varaktighet t u. Vid det första ögonblicket av tid kondensatorn MED urladdad och ström in R.C.-kretsen bestäms endast av pulsamplituden Um och motstånd R. Därför på klämmorna 2 - 2 " en spänning lika med maximum skapas. När kondensatorn laddas MED strömmen i kretsen, och därför utspänningen, kommer att minska exponentiellt:

, (25.9)

Var tc = R×C[MED] - kretskonstant.

Vid slutet av pulsen (när t = t u) utgångsspänningen minskar till U ut (t u), och

. (25.10)

Efter slutet av pulsen, spänningen vid kretsens ingång U in= 0. Därför kondensatorn MED börjar urladdas genom källan U in och motstånd R. Urladdningsströmmen skapar ett negativt spänningsfall vid kretsens utgång, och,

. (25.11)

Överföringskretsen måste överföra en puls från ingången till utgången på kretsen med minsta möjliga förvrängning av dess form. Formförvrängning bedöms av den maximala relativa minskningen av toppen av utpulsen.

.

Av uttryck (25.11) följer att D U ju mindre, desto mer U ut (τ u), A U ut (t och) ju fler, desto mindre förhållande t u / t c. Om det krävs att den maximala relativa minskningen av pulsens topp inte överstiger 1% , sedan tidskonstanten för kretsen t c måste överskrida pulslängden t u inte mindre än 100 en gång. Således, så att kretsen som visas i fig. 25.4, och har blivit en växel, är det nödvändigt att uppfylla villkoret

Eftersom kapaciteten MED Eftersom kretsen i fråga inte tillåter strömkällans DC-komponent att passera till utgången, har ett annat namn tilldelats kretsen - delningskedja.

Differentieringskretsen är utformad för att dela pulser eller att separera deras framkant och fallande flank. Detta problem är det omvända till det som diskuterades tidigare. Det löser sig ju bättre desto större relation t u / t c. Verkligen t u / t c≈ (10 ÷ 100). Utspänningen representerar två bipolära pulser som sammanfaller i tid med ingångssignalens framkant och fallande flank (Fig. 25.4, b). Amplituden för bipolära pulser avtar exponentiellt i enlighet med (25.9). Varaktigheten av dessa pulser uppskattas på nivån 0,05 Um arbete tout » 3 t c. Urval t c den kan göras så liten som önskas.

Omvänd krets R.C.- kretsen visas i fig. 25,5, A. Funktionen av denna krets illustreras av spänningsdiagrammen i fig. 25,5, b. När en sådan krets (klämmer) kommer till ingången 1 - 1 " ) av en rektangulär puls ökar utsignalen enligt en exponentiell lag,

. (25.13)

Den tid som krävs för att utsignalen ska stiga till nivån 0,9 U m, är 2,3 t c, och till nivån 0,99 U m – 4,6 t c.

I slutet av insignalen minskar också spänningen vid utgången av den omvända kretsen enligt den exponentiella lagen:

,

.

I det inledande avsnittet ändras utspänningen enligt en lag nära linjär. Denna sektion används ofta för linjär ackumulering av signalspänning, så kretsen i fråga kallas integrera. För att en krets ska fungera som en integrerande krets är förhållandet t u /t c måste vara betydligt mindre än enhet.

6. TRIGGERS

En trigger är en enhet som har två stabila tillstånd, som kan

förmågan att, under påverkan av en styrsignal, hoppa från ett tillstånd till ett annat och bibehålla detta tillstånd så länge som önskas. Sådana egenskaper gör det möjligt att använda triggers som minneselement, för att dela upprepningshastigheten för en styrsignal, för att räkna pulser, för att generera rektangulära pulser från en spänning med godtycklig form, för att jämföra spänningar, etc.

För att bygga triggers kan tunneldioder, tyristorer, transistorer och logiska element användas. I föreläsningen kommer vi att behandla triggers på bipolära transistorer.

Symbolerna för utlösare på transistorer visas i fig. 25.6. De har en eller flera ingångar och två utgångar. En av utgångarna kallas direkt och är betecknad . Den andra utgången kallas invers och betecknas . När den direkta utgången är inställd på en hög spänningsnivå (nära nätspänningen), ställs den inversa utgången på en låg nivå (nära noll). En villkorligt hög spänningsnivå indikeras med " 1 ", och låg -" 0 ”.

Triggers skiljer sig åt i sättet de kontrolleras (lanseras). Trigger med separat triggning (bild 25.6, A) har två ingångar – S Och R. Styrsignaler (ström- eller spänningspulser) tillförs dessa ingångar från separata källor. När en styrsignal kommer till ingången S(ställ in – inställning ett) triggern är inställd på "tillståndet". 1 ”, vid vilken = 1 , a = 0 . När en styrsignal kommer till ingången R utlösaren är inställd på " 0 ”, vid vilken = 0 , a = 1 .

Om när styrsignalen kommer till ingången S, utlösaren var redan i " 1 ”, då kommer dess tillstånd inte att förändras. När den utlöses separat, utlöses triggern av varje styrsignal först när de kommer till ingångarna S Och R en och en. Det förkortade namnet på utlösaren är R.S.– utlösare.

Trigger med allmän start (bild 25.6, b) har en ingång – T. Styrsignaler skickas till denna ingång, och triggern utlöses av varje signal, vilket ändrar dess tillstånd till det motsatta. Det förkortade namnet på utlösaren är T– utlösare.

Trigger med kombinerad trigger (bild 25.6, V) har tre ingångar S, R Och T. Triggern tillåter både separat och gemensam triggning. Förkortning - RST– utlösare.

Triggerkrets med separat triggning på bipolära transistorer p - n–sid typ visas i fig. 25.7. Kretsen består av två transistoromkopplare. Transistorbrytarutgång T 1 T 2. Transistorbrytarutgång T 2 ansluten till ingången på transistoromkopplaren T 1.Detta stänger POS-slingan.

Låt oss överväga kretsens funktion med hjälp av ström- och spänningsdiagrammen i fig. 25.8.

På tidsintervallet från 0 innan t 1 Kretsen är i sitt ursprungliga skick. Låt oss anta att i initialtillståndet = 0 , = 1 . I det här fallet transistorn T 1öppen och mättad, spänning U ke1 = U kn ≈ 0. Transistor T 2 stängd och U ke2 ≈ -E k. Hög negativ potential - Uke2 genom en avdelare Rl, Rbl fäst vid basen av transistorn T 1 och håller den öppen. Strömflöden i baskretsen I b1 = I bn. En stor överladdning av bärare har ackumulerats i basen av transistorn.

Till basen av transistorn T 2 det finns en liten negativ potential - U ke1 och positiv potential E b. Sedan | E b| > |U ke1|, sedan transistorn T 2 hålls stängd. Således tillståndet för transistorn T 1 bibehåller transistorns tillstånd T 2 och vice versa. Kretsen är i ett stabilt tillstånd tills styrsignalen appliceras.

Släpp in ögonblicket t 1 till transistorns bas T 1 en styrsignal tillförs - en strömpuls jag matar in. Om villkoret | jag matar in| > |jag b1|, sedan basströmmen T 1 byter tecken, men transistorn förblir öppen fram till tidpunkten t 2. Över tidsintervall t 2 – t 1överskott av basladdning löses upp T 1. Om styrsignalen är tillräckligt stark, då resorptionsintervallet t r bestäms av uttrycket

Var S = β·I b / I kn– transistormättnadskoefficient, τ = 1 / 2π f- tid

passage av minoritetsladdningsbärare genom basen.

Eftersom t 2 Transistorns kollektorström börjar minska T 1, och | U ke1| ökar. Transistorn arbetar i aktivt läge. Negativ spänningsökning - ∆U ke1 genom en avdelare R2, Rb2 sänds till transistorns bas T 2. Detta leder till en minskning av spänningen U b2. Vid ett ögonblick i tiden t 3 Spänning U b2 når transistorns startnivå T 2 – U b0. Tidsintervall t 3 – t 2 kallas upplåsningsförberedelseintervallet t sid. Dess varaktighet bestäms av uttrycket

Eftersom t 3 båda transistorerna arbetar i aktivt läge. En lavinliknande (regenerativ) rollover-process inträffar i kretsen när transistorn stängs av T 1 och låser upp T 2. Öka |- U ke1| leder till en ökning av |- U b2| och att minska Uke2. Detta orsakar en ökning av spänningen U b1 och djupare blockering av transistorn T 1. Varaktigheten av den regenerativa processen t reg har ordning τ . Det slutar för tillfället t 4, När T 1 stängd och T 2öppen. Styrsignalen behövs inte längre. Vi kommer att anta att dess skiva motsvarar ögonblicket i tiden t 4. Slutet på styrsignalen leder till ett hopp i basströmmen jag b1 innan jag k0.

Efter att lavinprocessen är avslutad börjar etableringen av ett nytt triggertillstånd. Varaktigheten av etableringsfasen bestäms av laddningshastigheten för kondensatorerna C 1 Och C 2. Innan du startar kretsen, kondensatorn C 1 laddades till en spänning nära E k. Nu laddas den ur genom ett motstånd R 1 och längs kedjan Rb1, E b, sändare - samlare T 2. Kondensator C 2 urladdades innan kretsen startade. Under etableringsfasen laddar den. Laddningsströmmen går från + E k, genom kroppen, emitter-bas junction T2, C2, Rkl, Till - E k. Laddningshastigheten bestäms av värdet på laddningskretskonstanten. Etableringsfasen avslutas vid tidpunkten t 5 och är utsedd tack.

Efter slutet av etappen tack kretsen är redo att ta emot nästa styrsignal. Belopp

T min = τ r + t p + t reg + t y

bestämmer det minsta tidsintervallet mellan styrsignaler som säkerställer tillförlitlig drift av avtryckaren.

Triggerkretsen som visas i fig. 25.9 skiljer sig från den som diskuterades tidigare i typen av transistorer, anslutningar mellan deras baser och kollektorer och antalet ingångar. Detta orsakar betydande skillnader i principen om avtryckarens funktion.

När nyckeln K är stängd är strömkällans positiva potential + E k genom ett motstånd R k1 matas till transistorns bas T 2 och öppnar den. Transistor T 1 stängd. Om det inte finns någon spänning vid ingången Uin = 0, då kan detta tillstånd (låt oss kalla det initialt) bestå hur länge som helst.

Utlösaren ändrar sitt tillstånd under påverkan av en positiv styrsignal till transistorns bas T 1. Transistor i nyskick T 1öppen och mättad, och transistorn T 2 stängd. För att återställa avtryckaren till sitt ursprungliga tillstånd måste du stänga av och slå på strömkällan. Kretsen kan vara användbar för att styra starttiden (tidpunkten för påslagning E k) och avslutande av varje process med en styrsignal.

TESTFRÅGOR OCH UPPGIFTER

25.1. Ge exempel på att använda pulssignaler för att lösa praktiska problem.

25.2. Lista huvudparametrarna för pulssignaler, ange kända samband för deras utvärdering.

25.3. Bevisa att den ström som förbrukas av elektroniska nycklar är försumbar.

25.4. Beräkna element R 1, R 2 Och R till för diagrammet i fig. 25.1, b, om det är känt att Ek = 10 V, E CM = 1,5 V, Uin = 2,5 V, β = 40 – 100, I keo = 50 µA, I kn = 9,5 mA.

25.5. I Schmitt-triggerkretsen enligt fig. 25,3, A definiera U 0, vid vilken | U p1| = |U p2|.

25.6. Till entrén direkt R.C. kretsen tar emot en rektangulär puls τ och = 10 -3 C. Bestäm värdet MED, vid vilken kretsen kommer att sända en puls med minimal distorsion if R = 10 kOhm.

25.7. Bestäm värdet MED, för vilken den räta linjen R.C. kretsen kommer att differentiera impulsen om R = 10 kOhm.

25.8. Ge schematiska symboler för triggers. Bestäm syftet med deras ingångar och utgångar.

25,9. Bestäm kraven för amplituden och varaktigheten för triggerstyrsignalen enligt diagrammet i fig. 25.7.

25.10. Trigger enligt diagrammet i Fig. 25.9 har en ingång. Varför klassas han som R.S. triggers?

Pulsanordningar är elektroniska informations- och energianordningar baserade på kopplingselementens funktion och kontroll av tidpunkterna för att slå på och av dessa element. Beroende på styrlagen särskiljs system med amplitud, frekvens, bredd och fasmodulering. De första elektronjonregulatorerna baserade på faspulsstyrningsmetoden utvecklades i Sovjetunionen 1937-1941. L.S. Goldfarb och G.R. Herzenberg. De innehöll alla komponenter som är karakteristiska för moderna pulsstyrsystem: en kontrollerad variabel mätare, en komparator, en missmatchningsförstärkare, en pulsmodulator och en effektförstärkare för energipåverkan på styrobjektet.

Pulsenergiomvandlingsanordningar baserade på driften av styrda kraftventiler och halvledarnyckelelement i slutna pulsstyrsystem är grunden för det snabbt växande området för kraft (energi)elektronik.

Informationspulsenheter är baserade på informationsomvandling med hjälp av en av typerna av pulsmodulering, datasampling och ändring av antalet koordinater. De vanligaste typerna av informationsomvandling av pulsade enheter: skanning (skanning), frekvens- och pulsbreddsmodulering, mätning av signaltidsegenskaper (skillnadsmoment, period, frekvens).

Idén om att skanna som en sekventiell visning av punkter på ett platt föremål patenterades först i Tyskland 1884 av Paul Nipkow. P. Nipkows skiva var grunden för den första mekaniskt skannade tv:n. Tack vare upplindningen omvandlades en platt tvådimensionell bild till en endimensionell luminanssignal.

Oscillografin av tidsvarierande processer är baserad på utvecklingsprincipen. Den välbekanta bilden av signalförändringar som en funktion av tiden på skärmen hos ett katodstrålerör kan erhållas under villkoret av enhetlig rörelse av bildelementet (elektronstråle, ljuspunkt) längs en koordinat och avvikelse av detta element längs en annan koordinat med ett värde som är proportionellt mot signalen. Idén med att skanna för att observera processer lades fram av L.I. Mandel-stam i Ryssland 1907, användes ett katodstrålerör för detta ändamål i Ryssland av B.L. Rosar samma år. Denna grundläggande idé har producerat många enastående tekniska lösningar.

Användningen av utvecklingstransformation kan illustreras med flera exempel från arsenalen av industriella elektronikverktyg.

Att fastställa platsen för det skadade området baseras på användningen av den reflekterade ekosignalen och noggrann mätning av tiden mellan den sända sonderingspulsen och den mottagna reflekterade pulsen.

Denna klass av enheter inkluderar felsökare i kraftledningar. Felsökaren genererar en sonderande spänningspuls som fortplantar sig i ledningen och genererar reflektioner från olika inhomogeniteter. Genom att mäta tiden mellan sondering och reflekterade pulser är det möjligt att bestämma platsen för nödområdet.

Puls-ultraljudsfeldetektorer tillhör samma klass av enheter. Källan för sonderingssignaler i dem är en piezoelektrisk givare som ger en akustisk impuls; den används också för att omvandla den reflekterade akustiska signalen till en elektrisk.

Noggrann mätning av tiden mellan sonden och reflekterade pulser görs på ett av två sätt: genom att mäta avståndet mellan pulserna på katodstrålerörets skärm eller genom att räkna antalet tidsstämplar som genereras vid referensfrekvensen. Den andra av dessa metoder visade sig vara mer att föredra och blev utbredd och utvecklad.

Tid är den mest lämpliga fysiska storheten för standardisering och precisionsmätning. Kvartsoscillatorer har länge varit fast etablerade i praktiken av radiotekniska system och fortsätter än i dag att behålla sin plats och betydelse som enkla och relativt billiga standarder för frekvens eller tidsintervall med en noggrannhet av storleksordningen 10 -6 --10 - 7 .

Enheter för ultraljudsfeldetektering och skadedetektorer används ofta inom energisektorn, maskinteknik och järnvägstransporter. De kräver inga kraftfulla högspänningsinstallationer, som industriella röntgenapparater, och är miljövänliga, till skillnad från radioisotopfeldetektorer. Vid en ultraljudsvibrationsfrekvens på 2-4 MHz är det möjligt att detektera inhomogeniteter i ett material med en yta på upp till 1 mm 2. I Sovjetunionen har industriell tillverkning av feldetektorer pågått sedan 50-talet.

Den industriella tillämpningen av utvecklingstransformationen är förknippad med att mäta bredden på en valsad metallplåt. Vid höga hastigheter för rörelse av heta metallband under vibrationsförhållanden kan den enda mätmetoden vara beröringsfri optisk skanning. Den valsade metallmätaren utvecklades i automationslaboratoriet vid Institute of Ferrous Metallurgy (G.Kh. Zarezanko). Två avsökningsmätanordningar bestämde koordinaterna för båda kanterna på arket 1960, med hjälp av indikerings- och registreringsanordningar, som gjorde det möjligt att snabbt mäta och registrera bredden på det rullade bandet. Skaparen av installationen var tvungen att lösa problemet med optisk störning, noggrann och reproducerbar mätning av positionen för pulsfronten vid en relativt låg lutning.

Utvecklingsförvandlingen i industriella anordningar realiserades med hjälp av en anordning speciellt utformad för sådana anordningar - en dissektor. Den relativt låga känsligheten kompenserades av ljuskällans höga ljusstyrka. Dissektorns prestanda visade sig vara betydligt högre än för att sända TV-rör med laddningsackumulering.

Det naturliga nästa steget mot utvecklingen av skannings- och skanningsenheter var installationen av industriell TV. Deras huvudsakliga funktioner är att övervaka processer under förhållanden där operatörens direkta närvaro nära objektet är omöjlig, oönskad eller behäftad med fara.

Utvecklingen av pulsteknik påverkades avgörande av utvecklingen av radar. Denna riktning bidrog för det första till bildandet av högenergipulser. Att öka kraften hos den utsända pulsen med rimliga begränsningar av installationens genomsnittliga energi blev möjlig endast på grund av arbetets pulsade karaktär med ett förhållande mellan perioden och pulslängden i storleksordningen 1000. För det andra, tidsupplösningen för pulsanordningen kunde endast ökas genom att öka brantheten hos fronterna på de använda signalerna. Liksom på många andra områden har den industriella användningen av pulsteknik blivit ett sekundärt resultat av deras tillämpning inom försvarsindustrin. På grund av signalens pulsade karaktär var det möjligt att erhålla högenergipulser från enheter med relativt låg effekt. Detta underlättades av egenskapen hos elektronrör med oxidkatoder att producera enorma pulsade emissionsströmmar jämfört med genomsnittliga. Ett elektronrör med en medelström på tiotals milliampere kunde drivas under lång tid med pulserande strömmar på flera ampere.

Till skillnad från radarsystem har industriell elektronikteknik tagit över hela spektrumet av pulsmoduleringsmöjligheter och metoder. Regleringen av medel- och effektivspänningen utfördes genom att ändra fyllfaktorn under pulsbreddsregleringen. Historiskt sett bemästrades den första typen av pulsstyrning, där ventilen låstes upp synkront med nätverket med en fördröjning i förhållande till ögonblicket för naturlig omkoppling. Pulsbreddsreglering av konstant spänning har blivit utbredd i mycket ekonomiska stabilisatorer för pulsad konstant spänning. Detta stimulerade utvecklingen och den tekniska tillämpningen av teorin om pulsade system med slutna slinga.

De grundläggande verken av Ya.Z ägnades åt analys av pulssystem på 60-talet. Tsypkina. Inom industriell elektronik, för att lösa problem med effektkontroll, har pulsteknik blivit det huvudsakliga inflytandeverktyget. Klassiska metoder för omvandlarstyrning, baserade på användningen av fördröjningsvinkeln för utlösningen av kontrollerade ventiler, baserades ursprungligen på fasförskjutningen av kontrollnätets spänning hos kvicksilveromvandlare (den så kallade horisontella metoden). Nästa och mycket mer lovande metod var den vertikala metoden. Dess väsen bestod i att registrera ögonblicket för jämförelse av den svepande (harmoniska eller sågtandade) signalen med kontrollsignalen. Den vertikala fasförskjutningsmetoden har blivit huvudverktyget för pulsbredds-, pulsfas- och (i lämplig design) pulsfrekvensstyrning.

Det flerkanaliga styrsystemet för puls-fasomvandlare används för att styra flerfasomvandlare. Systemet innehåller flera (beroende på antalet faser) referensspänningskällor synkrona med matningsspänningarna för motsvarande faser. Referenskällornas spänningar jämförs med komparatorer med en enda styrsignal för alla faser. Svarsfördröjningen för varje komparator ger en fördröjning i det ögonblick då ventilen öppnas i motsvarande fas. Formen på referensspänningen (cosinus eller sågtand) ger olika regleregenskaper.

För att framgångsrikt implementera den vertikala fasförskjutningsmetoden var det nödvändigt att lösa hjälpproblemen med att generera en referensspänning, jämföra två signaler och generera en styrpuls med en viss amplitud och varaktighet i det ögonblick de två signalerna är lika. För att utföra dessa uppgifter utvecklades speciella pulskretsar: 1918 M.A. Bonch-Bruevich föreslog ett katodrelä; 1919 uppfann amerikanerna H. Abraham och E. Bloch multivibratorn; 1919 uppfann amerikanerna V. Ickles och F. Jordan en krets utan vilken det är svårt att föreställa sig modern datorcivilisation - en trigger. Hundratals uppfinningar gjordes av olika typer av pulsformare, generatorer med linjärt varierande spänningar och strömmar, blockerande generatorer (kraftfulla pulskretsar med djup positiv återkoppling).

Analysen av kretsar med återkoppling, förekomsten av oscillationer i icke-linjära system och lösningen av problem med stabiliteten hos sådana kretsar blev föremål för verken av A.A. Andronova, A.A. Vitta, S.E. Khaikin (1959).