Bibeln UW3DI. Termisk kompensation kan anses vara komplett
A. Pershin UA9CKV
Transceivern är designad för amatörradiokommunikation inom kortvågsområdet 1,8 ... 29 MHz. Typ av arbete - telefon (SSB) och telegraf (CW). Transceivern är helt gjord på halvledarenheter och mikrokretsar, har en inbyggd digital skala (enligt schemat för en radioamatör V. Krinitsky (RA9CJL), publicerad i denna samling), en inbyggd strömförsörjning. Transceivern tillhandahåller anslutning av en extern GPA, som tillåter radiokommunikation vid separata frekvenser.
Vid utvecklingen av transceivern ägnades den största uppmärksamheten åt att erhålla höga dynamiska parametrar för mottagningsvägen och goda ergonomiska egenskaper hos transceivern som helhet.
Frånvaron av en RF-förstärkare vid mottagaringången, användningen av en högnivåbalanserad mixer, en lågbrus och linjär IF-väg gjorde det möjligt att utföra den första uppgiften. Det andra problemet löstes genom att använda icke-avstämbara bandpassfilter vid mottagaringången, elektronisk räckviddsväxling och "sänd-mottagnings"-läget.
Ris. 1. Funktionsdiagram för transceivern "Ural-84"
Transceivern (fig. 1) är gjord enligt schemat med en frekvensomvandling. Valet av en mellanfrekvens på 9100 kHz bestäms av närvaron av ett hemmagjordt kvartsfilter tillverkat enligt metoden som beskrivs i Radio magazine nr 1, 2 för 1982 (det är möjligt att använda ett industriellt kvartsfilter av FP2P-410-8.815 typ med mindre ändringar i kretsschemat). De vanliga noderna för sändtagaren i mottagnings-sändningsläget är: lågpassfilter Z1, bandpassfilter Z2, mixer U1, reversibelt matchningssteg A1, generator för jämnt område G1, kvartsfilter Z3.
|
Grundläggande tekniska data för transceivern |
|
|
Mottagningsvägens känslighet vid ett signal-brusförhållande på 10 dB, μV, inte sämre |
|
|
Dynamiskt område för igensättning, dB |
|
|
Tvåsignalselektivitet (med signalavstämning 20 kHz), dB |
|
|
Omkopplingsbar bandbredd: i SSB-läge, kHz |
|
|
i CW-läge, kHz |
|
|
AGC-kontrollområde (när utspänningen ändras med högst 6 dB), dB, inte mindre än |
|
|
Generatorfrekvensdrift på högsta frekvens i 20 minuter efter en halvtimmes "uppvärmning", Hz, inte mer |
|
|
Sändningsvägens uteffekt, mätt vid antennekvivalenten (R=75 Ohm), W, inte mindre än |
|
|
Undertryckning av bärvåg och icke-fungerande sidoband, dB, inte mindre än |
|
|
Antennens ingångsimpedans, Ohm |
Anslutning av noder för mottagning eller sändning görs av reläkontakter K1, K2, samt av omkopplare S1. Diagrammet visar noder i mottagningsläge. Signalen från antenningången genom lågpassfiltren Z1, ATT-stegdämparen och trekretsbandpassfiltren Z2 matas till den balanserade mixern U1. Spänning tillförs samma mixer från en jämn lokaloscillator G1. Den konverterade signalen passerar genom ett reversibelt matchningssteg L/ och sedan till ett kvartsfilter Z3, förstärks av nod A2 och går in i mixern U2, där den blandas med spänningen från referenskristalloscillatorn G2. Lågfrekvenssignalen från mixerutgången går till lågfrekvensförstärkaren A3 och från den till högtalaren BA1.
Vid växling från mottagning till sändning sker motsvarande växling av funktionsenheter. Detta görs antingen manuellt eller med ett röststyrningssystem. Signalen från BFJ-mikrofonen, förstärkt av nod A4, går till röststyrningsanordningen A8, som i sin tur styr omkopplaren S1, samt till mixern U3, som har spänning från referensoscillatorn. Den genererade DSB-signalen förstärks av nod A5, passerar genom ett kvartsfilter Z3, där en mellanfrekvensspänning på 9100 kHz med ett övre sidband väljs och matas genom nod A1 till mixer U1, vars andra ingång matas med en slät lokaloscillatorspänning. Signalen för arbetsfrekvensen som väljs av bandpassfiltren Z2 från mixerns U2 utgång matas till förstärkaren A6 och matas sedan, förstärkt i effekt vid nod A7, genom lågpassfiltret Z1 till antennen WA1.
Bildandet av en telegrafsignal i sändaren/mottagaren utförs med hjälp av en manipulerad generator G3, som är ansluten till nod A5, istället för en signalformningsanordning med ett sidband.
Transceivern är gjord enligt blockprincipen. I diagrammet är numreringen av element i varje block olika.
Huvudkortet (nod A6, Fig. 2) innehåller en reversibel mixer, ett matchningssteg, en mottagarens IF-väg, kvartsfilter, en blandningsdetektor, en mottagarens lågfrekvensförstärkare, en AGC-krets och en bredbandig mjuk lokal oscillator spänningsförstärkare.
Fig. 2a. Schematiskt diagram av transceiverns huvudkort (nod A6)
Fig. 2b. Schematiskt diagram över sändarmottagarens huvudkort (nod A6)
Den passiva högnivåblandaren VD1 - VD8, T2, T3 är sammansatt enligt ett dubbelbalanserat schema. Dess egenhet är användningen av bredbandstransformatorer med en volymetrisk kortsluten spole (designen beskrivs i Radiotidningen nr 1, 1983). Vid användning av moderna högfrekventa dioder av typen KD514A i mixern (och ännu bättre dioder med en Schottky-barriär av typen AA112) blir signalförlusten i den cirka 4 ... 5 dB. Den mottagna signalen matas till primärlindningen L3 hos transformatorn T2. Den konverterade signalen tas från mittpunkten av lindningen L4. Spänningen hos den släta lokala oscillatorn förstärks av en bredbandsförstärkare på en VTI-transistor och matas till ingångslindningen L7 på transformatorn T3. På en kraftfull fälteffekttransistor VT2 är en mixermatchande kaskad med ett kvartsfilter monterad. Transistorn av KP905-typ valdes på grund av dess goda brusparametrar och linjäritet. Vid mottagning fungerar kaskaden som en förstärkare med en gemensam grind och en förstärkning på cirka 12 dB, dess ingångsimpedans har en aktiv karaktär och är konstant över ett brett frekvensområde. Samordning med ett SSB-kvartsfilter med åtta kristaller vid en frekvens på 9100 kHz tillhandahålls med hjälp av en L12-autotransformator.
Schema för kvartsfilter ZQ1 och ZQ2 visas i fig. 3 och 4.
Ris. 3. Schematisk bild av ZQ1 kvartsfiltret
Ris. 4. Schematisk bild av ZQ2 kvartsfiltret
ZQ1-filtret har följande parametrar:
Om kvartsresonatorer från Granit-radiostationen med frekvenser på 9000 ... 9150 kHz används i ZQ1-filtret, kan kapacitansvärdena i filterkretsen förbli oförändrade.
I ZQ2-filtret kan bandbredden ändras. I SSB-läge är det 2,3 kHz, och i CW-läge, när 68 pF-kondensatorer är kopplade parallellt med kvartsresonatorerna, minskar bandbredden till 800 Hz.
Vid sändning är kaskaden på transistorn VT2 en källföljare. Driftssättet för denna kaskad omkastas genom omkoppling av spänningar från styrbussarna. Vid mottagning av +15 V i Rx-bussen, 0 V i Tx-bussen. Vid sändning av 0 V i Rx-bussen, +15 V i Tx-bussen. Diodnycklarna VD9 och VD10 ansluter den "heta" änden av autotransformatorn L12 till transistorns avlopp vid mottagning eller till dess gate vid byte till transmission. Jordningen av den "kalla" änden av autotransformatorn L12 vid hög frekvens under mottagning sker genom diodomkopplaren VD10 och kondensatorn C5, under överföring - genom diodomkopplaren VD9 och kondensatorn C4.
På transistorerna VT5, VT6 monteras den första kaskaden av IF, som har en förstärkning på cirka 20 dB. P-krets L17C29C30 låter dig matcha transistorerna i kaskodkretsen och utföra ytterligare filtrering av den användbara signalen. Kaskadbelastningen är L16C26-kretsen. Samordning med det andra kvartsfiltret ZQ2 utförs med kopplingsspolen Lsv. Detta filter är ett 4-kristall stegfilter med en 3dB bandbredd på 2,6kHz. I läget för att ta emot telegrafsignaler kopplas den med hjälp av ett relä av typen RES-49 till ett smalt band på cirka 0,7 kHz genom att ansluta kondensatorer lika med cirka 68 pF parallellt med kvartsfiltren. Användningen av två kristallfilter ZQ1 med en bandbredd på 2,4 kHz och ZQ2 förbättrade avsevärt undertryckningen av signaler utanför filtrens "transparens", som nådde 100 dB. Huvudsignalförstärkningen utförs i en kaskad på DA1 K224UR4-chippet (K2US248 är den gamla beteckningen). Blandningsdetektorn på transistorerna VT8, VT9 har inga speciella egenskaper. Mellan detektorn och ingången på lågfrekventa förförstärkaren på DA2-chippet är ett ZQ3-typ D3.4-lågpassfilter (från Granit-radiostationer) anslutet, vilket förbättrar bruset och selektiva parametrar för mottagningsvägen. ULF-utgångssteget är monterat enligt det vanliga schemat på transistorerna VT15, VT16, VT17. En elektronisk nyckel är monterad på VT14-transistorn, med hjälp av vilken ULF-ingången shuntas i överföringsläget. I telegrafläge är denna nyckel stängd, vilket gör att du kan lyssna på självkontrollsignalen under sändning.
AGC-kretsen består av en förförstärkare AGC DA3, VT13, en emitterföljare VT12, AGC-detektorer VD18, VD19 och VD24. En extra "snabburladdning"-krets med en urladdningstid på cirka 0,2 s är monterad på VT11-transistorn och VD17-dioden.
När en användbar signal tas emot bestäms AGC-urladdningstiden av R36C53-huvudkedjan. När signalen försvinner urladdas C53 snabbt genom VD17-dioden och VT11-transistorn. Från källföljaren VT10 tillförs den positiva AGC-spänningen, som ökar med ökande signalstyrka, till regleringstransistorerna VT4 och VT7, som styr förstärkningen av IF-stegen. För att implementera AGC-fördröjningen är källan för transistorn VT6 ansluten till en referensspänningskälla som samlas in på zenerdioden VD11 och motståndet R25. I överföringsläget appliceras omkopplingsspänningen +15 VTX-O BRX på transistorerna VT4, VT7, vilket praktiskt taget stänger mottagarens IF-väg. En justerbar förstärkare är monterad på VT3-transistorn, som arbetar i SSB- eller CW-signalöverföringsläge. Kaskadförstärkningen justeras genom att ändra spänningen vid den andra grinden VT3 och når ett djup på mer än -40 dB. Om så önskas kan ALC-spänningen appliceras på den andra grinden på denna transistor.
Nod A2 (fig. 5) innehåller: en stegdämpare för mottagaren, ett kopplingsrelä K17, bandpassfilter och försteg för sändaren. I mottagningsläget matas signalen från nod A1 till en dämpare gjord på två motstånd, P-länkar: R1R2R3, vilket ger en dämpning på 10 dB och R4R5R6 - 20 dB. Dämparen styrs av en omkopplare på frontpanelen på S7 "ATT"-mottagaren, som har lägena "O", "10 dB", "20 dB", "30 dB". P-länkar kopplas av reläkontakter K13 - K.16 typ RES-49 (RES-79). Efter dämparen passerar signalen genom de normalt slutna kontakterna på K17 (RES-55A) relä och går in i trekretsbandpassfiltren, vars val görs av sex "Range" tryckknappsomkopplare (SI - S6) med beroende fixering. Omkoppling av områdesfilter utförs med relä K1 - K12 typ RES-49 (RES-79). Bandpassfilter undertrycker bildkanalen med mer än 80 dB.
Fig. 5. Schematiskt diagram över förförstärkarens effekt- och bandpassfilter (nod A2)
Användningen av ett relä för att byta bandpassfilter och en dämpare beror på önskan att uppnå högsta möjliga dynamiska omfång, medan omkoppling med diodomkopplare (stiftdioder etc.) inte är motiverad på grund av en betydande minskning av det dynamiska området och en ökning av bullret från den mottagande vägen.
Efter bandpassfiltren går signalen in i nod A6, som diskuterats tidigare. I överföringsläget passerar SSB- eller CW-signalspänningen som kommer från nod A6 genom bandpassfilter i motsatt riktning och genom kontakterna på relä K17 kommer in i en bredbandsförstärkare gjord på mikrovågstransistorer VT2, VT3, VT4, där den förstärks till en nivå på 5 ... 7 In eff. med ojämnheter i intervallet 1,8...35 MHz högst 2 dB.
Förförstärkarens belastning är en bredbandstransformator 77 med ett volymkortslutet varv, liknande mixertransformatorerna i nod A6. Bredbandstransformator T2 är gjord av 16 ferritringar, satta på ett kopparrör (designen beskrivs i tidningen "Radio" nr 12 för 1984). R10R11C6- och R23C14-kedjorna utför förförstärkarens frekvenssvar. Motstånd R13, R24 väljs i enlighet med minsta ojämnhet i utspänningen över hela området av förstärkta frekvenser. Kaskaden på transistorn VT1 är en elektronisk nyckel med en fördröjning som krävs för att koppla om antennkretsen vid nod A1.
Nod A1 - sändareffektförstärkare (fig. 6) är gjord på en kraftfull fälteffekttransistor VTI typ KP904A. Det finns även lågpassbandsfilter (P-krets), switchade reläer av typen RES-10.
Signalspänningen vid arbetsfrekvensen från förförstärkaren tillförs VTI-transistorns gate och förstärks till en uteffekt på cirka 30 watt. Kaskadens belastning är en bredbandstransformator gjord på en ferritring med en permeabilitet på 300 NN och en diameter på 32 mm enligt en välkänd teknik. Transistorns maximala dräneringsström når 2 A. Genom kontakterna på reläet K13, stängda under överföringen, passerar den förstärkta signalen genom ett lågpassfilter och går in i antennen (kontakt XI). Motstånd R5 används för att ställa in den initiala strömmen för transistorn. Genom R7C31-kedjan genomförs ett frekvensberoende OOS. Effektförstärkaren har en ganska bra linjäritet. Med rätt val av viloström dämpas emissioner utanför bandet till -50 dB.
I mottagningsläget från uttaget XI passerar signalen genom räckviddslågpassfiltret och genom de normalt slutna kontakterna på reläet K13 (typ RES-55A) går in i räckviddsbandpassfiltren (nod A2).
Som praxis har visat (mer än 6000 anslutningar har gjorts på transceivern), är farhågorna för att relativt lågeffektreläer i effektförstärkaren ofta kommer att misslyckas ogrundade, eftersom alla deras kontakter växlar i frånvaro av en signal.
Generatorn för jämnt avstånd - nod A3 (fig. 7) består av sex separata avståndsgeneratorer, omkopplade av strömförsörjning i den andra riktningen (den första för omkoppling av bandpassfilter) av tryckknappsomkopplarna S1 - S6. På fälteffekttransistorn VTI monteras generatorn direkt enligt den induktiva trepunktskretsen. Transistor VT2 - emitterföljare. Belastningen för alla sex emitterföljare är motstånd R6. Spänningsfallet över den, lika med cirka +5 V, stänger emitterövergångarna för icke-fungerande repeatrar, och utesluter därigenom påverkan från andra avståndsgeneratorer på frekvensen hos den löpande generatorn. ..Fördelning av GPA-frekvenser efter intervall och kretsdata ges i tabell. 1. GPA-frekvenser väljs på ett sådant sätt att vid byte av band väljs det önskade sidbandet automatiskt. Med hjälp av reläet K1, K2 (RES-55A) kan en extern GPA anslutas till transceivern. Frånvaron av mekanisk omkoppling, såväl som närvaron av separata kretsar för varje område, med deras noggranna termiska kompensation, gjorde det möjligt att uppnå god stabilitet utan att tillgripa frekvensmultiplikation. Denna konstruktion av lokaloscillatorn gör att du kan optimera nivåerna av utspänningar, skapa en överlappning i frekvens och göra avstämningsvärdet oberoende för varje område.
bord 1
|
Räckvidd |
GPA-frekvens, MHz |
Lindningssteg, mm |
Notera |
|||
|
Försilvrad 0,8 |
Ram - keramik med en diameter på 12 mm Varmlindning, spänning med BF-2 lim och torkning 100°С |
|||||
|
Försilvrad 0,8 |
||||||
SSB- och CW-signalspänningsbehandlaren - nod A4 visas i fig. 8. En referenskristalloscillator med en frekvens på 9100 kHz är monterad på VTI-transistorn. Transistor VT2 är ett buffertsteg, från vilket referensoscillatorsignalen matas till en balanserad modulator på varicaps VD1, VD2 och transformator T1. Modulatorn har en hög linjäritet och låter dig undertrycka bärvågsfrekvensen med minst 50 dB. Kaskaden på DA1-chippet [är en mikrofon ULF, från vars utgång den förstärkta lågfrekventa spänningen tillförs till mittpunkten av L3-lindningen av den balanserade modulatorn och genom VT6-sändarföljaren till röststyrningssystemet (VOX Kaskaden på VT5-transistorn är en manipulerad telegraf-lokaloscillator stabiliserad av kvarts ZQ2 Dess frekvens är 800 ... 900 Hz högre än frekvensen för referenslokaloscillatorn, dvs den sammanfaller med "transparens"-bandet för ZQ1. kvartsfilter.
Beroende på typ av arbete, telefon eller telegraf, försörjs emitterföljaren VT4 via reläets K1 kontakter med spänning antingen från en balanserad modulator (SSB) eller från en telegraflokaloscillator (CW). Från utgången på transistor VT4 tillförs signalen för vidare omvandling till nod A6 (huvudkort). Med hjälp av avstämningsmotståndet R21 ställs den nödvändiga förstärkningen av ULF-mikrofonen in, med hjälp av motstånden RI8, R15 balanseras bärfrekvensen för referenslokaloscillatorn. Induktansen L1 tjänar till att finjustera frekvensen för referenslokaloscillatorn på ZQI-kristallfiltrets nedre lutning.
Driften av transceivern i "mottagning"-läget eller<передача" управляет коммутатор - узел А7 (рис. 9). Собственно коммутатор выполнен на мощных транзисторах VT5 - VT9. Транзисторы VT1. VT3, VT4 входят в систему VOX. VT7 - Anti-VOX. С помощью подстроечного резистора R1 устанавливается задержка срабатывания системы голосового управления, a RIO - порог срабатывания системы VOX. Резисторы R14 устанавливает порог срабатывания системы Anti-VOX. На транзисторах VT10 - VT12 выполнен стабилизатор напряжения плавного гетеродина +9 В. На транзисторе VT13 собран усилитель S-метра. В режиме приема на его вход через диод VD7 подается напряжение АРУ с основной платы, а через диод VD8 напряжение с узла А1, пропорциональное току стока мощного транзистора VT1. С помощью подстроечного резистора R19 устанавливается нуль S-метра, a R20 служит для калибровки.
Fig. 9. Schematiskt diagram över RX - TX-omkopplaren, +9 V spänningsregulator och S-meterförstärkare (nod A7)
Kommutatorn kan styras från en pedal som är ansluten till stift 9 på XI-kontakten i både SSB- och CW-läge. I CW-läge påverkar positiva pulser, som appliceras på stift 7 på kontakt XI från en elektronisk automatisk telegrafnyckel, röststyrningssystemet, dvs halvduplexdrift av transceivern kan utföras. Spänningar +15 V TX - O V RX tas från stift 1.3 på kontakt X1 och matas till transceivernoderna.
Stabilisatorer +40 V och +15 V i strömförsörjningen (fig. 10) är gjorda enligt kända scheman och är strömskyddade.
Anslutningsschemat för transceivernoderna visas i fig. 11. Ramen är gjord av duraluminskivor 5 mm tjocka, anslutna med M2,5-skruvar i änden. De främre och bakre panelerna har måtten 315X130 mm och fästs ihop med två sidoväggar på 270X130 mm.
Sidoväggarna installeras på ett avstånd av 40 mm från kanterna på de främre och bakre panelerna, och bildar källare där tryckta kretskort är placerade: till vänster - A2-nodkortet, till höger - A7, A5-noder (elektronisk telegraf nyckel). Mellan sidoväggarna i en höjd av 40 mm från underkanten av främre och bakre paneler är ett underchassi som mäter 225X150 mm fixerat. Brädor av lokaloscillator A2 och shaper A4 är installerade ovanpå den. Nedanför i källaren finns huvudbrädan A6, och mellan sidoväggarna i en höjd av 25 mm från de nedre kanterna på fram- och bakpanelerna finns ett andra underchassi 225X80 mm i storlek. Den har en strömförsörjningstransformator uppe till höger och en +40 V och +15 V stabilisatorkort på botten, i källaren. Figurerna 12, 13 och 14 visar måtten på transceiverns främre, främre och bakre paneler .
Effektförstärkaraggregatet är placerat i en 115x90x50 mm skärmad låda, som är fäst, tillsammans med effekttransistorn för utgångssteget, till vänster ovanför det andra underchassit på transceiverns bakpanel. På bakpanelen finns en radiator med 29 ribbor 15 mm höga för kraftfulla slutstegstransistorer och spänningsstabilisatorer. Dimensionerna på radiatorn är 315x90 mm.
Fig. 12. Transceiver frontpanel
Fig. 13. Transceiverns frontpanel
Fig. 14. Transceiverns bakpanel
Brädorna för noderna A2, A4, A5, A6, A7 är borttagbara. De är anslutna till ledningsnätet med kontakter av typen GRPPZ-(46)24SHP-V. Det släta lokala oscillatorkortet är inrymt i en skärmad låda.
Huvudkortet A6 är tillverkat av dubbelsidig glasfiber med en tjocklek på 1,5 ... 2 mm och dimensioner på 210X 137,5 mm. Folieskiktet på sidan av delarna tas inte bort. Slutsatserna av delarna som är anslutna till höljet löds fast på folien på båda sidor av brädet, vilket bildar en gemensam "jord". De återstående hålen på sidan av delarna är försänkta för att förhindra kortslutning till en gemensam tråd.
Det tryckta kretskortet för nod A6 visas i fig. 15.
Kvartsfilter tillverkas i. separata skärmade och vällödda mässingslådor på B1-resonatorer från Granit radiostationer.
På fig. 16 visar det tryckta kretskortet för A4-noden och placeringen av element på den.
Variabel kondensator - sexsektion från radiostationen R-123. Lokaloscillatorkretsarna är placerade direkt i kondensatorsektionerna åtskilda av skiljeväggar. Det är möjligt att använda variabla kondensatorer från R-108 radiostationer. I det här fallet tas två kondensatorer, och med den befintliga utrustningen är de synkront anslutna till varandra, vilket gör att du kan skapa en åttabands GPA.
Transceivern använder fasta motstånd av typen MLT-0.125 (MLT-0.25), avstämningsmotstånd av typen SP4-1. Relä - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Variabla motstånd typ SPZ-12a. Kondensatorer typ KM, KLS, K50-6.
50 μH högfrekventa chokes är lindade på F-1000NN K7X4X2 ferritringar och har 30 varv PELSHO 0,16 vardera, och 100 μH chokes har ca 50 varv.
Bandpassfilterkretsdata ges i Tabell 2. Diametern på alla spolar här är 5 mm, kärnan är SCR typ SB12A.
Tabell 2
|
antal svängar |
antal svängar |
antal svängar |
antal svängar |
Antal svängar |
antal svängar |
|||||||
|
Kapacitet, pf |
Kapacitet, pf |
Kapacitet, pF |
Kapacitet, pf |
Kapacitet, pf |
Kapacitet, pf |
|||||||
I tabell 3 lindningsdata för andra element ges.
Tabell 3
|
Beteckning |
Antal svängar |
Ram, magnetisk kärna |
Notera |
||
|
Lindning på dornen, ramlös. Lindningsstigningen väljs vid inställning |
|||||
|
Det utförs enligt konstruktionen av en transformator med en volymetrisk varv. Designen beskrivs i "Radio" 1984, nr 12 |
|||||
|
8x2 ring |
Kopparrör |
||||
|
M600NM K 10X6X3 |
|||||
|
0 5 mm, ser. SCR |
L3 - i två trådar, L4 - jämnt över L3 |
||||
|
20VCh K10H6HZ |
|||||
|
Samma som 2T1 |
|||||
|
20VCh K10H6HZ |
|||||
|
M1000NM K10H6HZ |
Lindning i två trådar |
||||
|
Diam.5 mm H=20 mm |
Lindning ordinär, skärm 16X16X |
||||
|
Lsv \u003d 4 varv |
SCR kärna |
||||
|
20VCh K10H6HZ |
Trifilär lindning |
||||
|
Lindning med 6 tätt tvinnade trådar, 3 trådar parallellt |
Bandpassfiltrens konturer är placerade i aluminiumskärmar med måtten 20x20 mm och en höjd på 25 mm.
Strömförsörjningstransformatorn med en total effekt på ca 70 W är lindad på en magnetisk bandringkrets OL50 / 80-40. Primärlindningen är lindad med PEV-2 0,41 tråd och innehåller 1600 varv. Sekundärlindningen är lindad med PEV-2 1,5 tråd och innehåller 260 varv.
Transistor KP905 i nod A6 kan ersättas med KP903A. Transceiver inställning. Innan du installerar elementen på skivorna är det nödvändigt att kontrollera deras användbarhet. Först konfigureras varje kort separat. För detta används en separat strömkälla och nödvändiga enheter.
Det är tillrådligt att utföra inställningen i följande ordning :
Nod A7. Kollektorn på transistorn VT1 är ansluten till en gemensam tråd och motståndet R7 väljs så att restspänningen på kollektorn på transistorn VT6 inte är mer än +0,3 V. Anslutningarna återställs. Valet av motstånd R8. R9 satte på VT9-kollektorn en spänning nära noll, men inte mer än +0,3 V. Stift 1, 3 på kontakt XI måste laddas när de är avstämda mot motstånd med ett motstånd på cirka 30 ohm och en förlusteffekt på minst 5 watt .
Nod A3. Etableringen av avståndsgeneratorer består i att ställa in genereringsfrekvensen som anges i tabell. 2, med hjälp av kondensatorerna C2, C3 och antalet varv av induktansen L1 (uttaget från spolen tas från 1/4-1/5 av varven). Kondensator C4 är vald för att vara minimal och styr genereringsstabiliteten. Valet av C5 ställer in önskad frekvensavstämning. Sammanfattningsvis utförs en grundlig termisk kompensation av kretsen med hjälp av en kondensator C3, uppbyggd av grupper med olika TKE. GPA-boxen under termisk kompensation värms upp till 35...40 °C. Utspänningen över motståndet R6 bör vara 0,15 ... 0,2 Veff.
RF-spänningen vid utloppet av transistorn VT3, som tillförs modulatorn, bör vara cirka 2 Veff. LF-spänningen vid utgången av DA1-mikrokretsen bör vara 1 ... 1,5 A, när spänning tillförs mikrofoningången från en ljudgenerator med en frekvens på 1000 Hz och en amplitud på 3 ... 5 mV. Modulatorn konfigureras enligt följande: först, genom att ansluta en RF-millivoltmeter till VT4-sändaren, med hjälp av C26, ställs L3C26VD1VD2-kretsen in till resonans till den maximala signalen. Därefter kortsluts mikrofonförstärkarens ingång och, genom sekventiell justering av motstånden R18, R15, balanseras modulatorn för maximal undertryckning av bärvågsfrekvensen vid den minsta RF-spänningen vid VT4-sändaren.
Inställningen av den manipulerade oscillatorn är att ställa in frekvensen för ZQ2 kristalloscillatorn. Den måste vara högre än referensoscillatorfrekvensen med 800...900 Hz (styrd av en frekvensmätare på stift 5, 28 på kontakt XI). Värdet på utspänningen vid denna punkt bör vara cirka 0,3 V, .. både i telegraf- och telefonläge (när man uttalar ett högt "a ... a"). Vid utgången av emitterföljaren VT2 bör referensoscillatorspänningen vara 1,5 ... 1,8 Veff.
Nod A6. Kortinstallationen börjar med ULF-mottagaren. Dess känslighet bör vara 5...10 mV vid normal utvolym. Detektorn VT8, VT9 är balanserad när referenslokaloscillatorspänningen appliceras och ingången kortsluts genom att justera motståndet R31 för att minimera brus vid IF-utgången. Inställningen av IF har inga speciella egenskaper och består i att ställa in kretsarna till medelfrekvensen för kvartsfiltret (med AGC-systemet inaktiverat är stift 11 på kontakt X1 kortsluten till jord). Vid utgången av AGC-systemet (stift 13 på kontakt XI), bör den konstanta spänningen nå ett positivt värde på cirka +5 V när en spänning på cirka 30 ... 40 mV appliceras på dess ingång (kondensator C75) från ljudgenerator.
GPA-spänningen som tillförs den balanserade modulatorn (på L7-lindningen) bör vara 1,3 ... 1,5 Veff. Vid sändning bör spänningen för SSB- eller CW-signalen vid källan till transistorn VT2 inte överstiga 0,3 Veff. Konstanta spänningar på kollektorerna för transistorerna VT4 och VT7 har ett värde på +9 V respektive +2,6 V. I detta fall måste GPA-spänningen appliceras på mixern. När en insignal tillförs L3-lindningen från en RF-generator med ett värde på cirka 1 mV, minskar spänningarna på dessa transistorers kollektorer till +0,4 V respektive +0,3 V. AGC-systemet är påslaget. Efter inställning av huvudkortet bör dess känslighet från ingången vara 0,2 ... 0,3 μV.
Särskild uppmärksamhet bör ägnas åt inriktningen kvartsfilter med IF-steg. Vid inställning av kvartsfilter bör det beaktas att deras parametrar är starkt beroende av kapacitanserna hos mätkretsen kopplad parallellt med filtrens in- och utgångar. Av denna anledning rekommenderas det att justera filtren med hjälp av mätkretsen som visas i fig. 18. I det här fallet måste kapaciteterna C12 i åttakristallerna och C4 i fyrkristallfiltren vara tillfälligt olödda.
Ris. 18. Schematisk bild av enheten för mätningar
och inställningar av kvartsfilter ZQI och ZQ2
Nod A2. Bandpassfilter är avstämda enligt en välkänd teknik, men i det här fallet är det nödvändigt att ladda sina in- och utgångar med 75 ohm motstånd. En bredbandsförstärkare baserad på transistorerna VT2, VT3, VT4 ställs först in för likström. Den konstanta spänningen på VT3-kollektorn är +15 ... 20 V, transistorns viloström bör vara cirka 70 ... 80 mA. Sedan, med hjälp av motstånden R13, R24, kontrolleras och väljs ojämnheten i utspänningen när ett bandpassfilter från GSS tillförs en signal på 100 ... 150 mV i området 1,8 ... 30 MHz. Samtidigt är en kapacitans på cirka 270 pF ansluten parallellt med motståndet R24 (ingångskapacitansen för KP904A simuleras). RF-utgångsspänningen bör vara 5-7 Veff.
Nod A1. Motsvarigheten till en 75 Ohm antenn med en effekt på minst 30 W kopplas till kaskadens utgång och värdet på uteffekten kontrolleras. Bandpassfilter måste förinställas med den "kalla" avstämningsmetoden. "Vilo"-strömmen för KP904A-transistorn bör vara cirka 200 mA. Dess inställning görs av potentiometer R5.
Efter noggrann justering av individuella noder utförs en omfattande inställning av transceivern i alla driftslägen - "mottagning", "sändning", "ton".
Litteratur:
- De bästa designerna från de 31:a och 32:a amatörradioutställningarna. M. DOSAAF, 1989, sid. 58-70.
Schematiskt diagram över en enkel generator för jämnt intervall på HC4046-chippet, Frekvens upp till 50 MHz.
HC4046-chippet (liksom analogerna MM74HC4046N, MJM74HC4046 och andra) är en RC-oscillator med en PLL som kan generera en stabil frekvens upp till 50 MHz, vilket gör att du kan göra en GPA (smooth range generator) för en HF-sändningsmottagare eller kommunikationsutrustning, vars fördel kommer att vara en stabil frekvens vid utgången och fullständig frånvaro av LC-frekvensinställningskretsar.
I detta fall kommer inställningen att utföras genom att ändra spänningen vid stift 9 på mikrokretsen med hjälp av ett variabelt motstånd eller en elektronisk krets som syntetiserar spänning.
kretsschema
Figuren visar ett diagram över en oscillator som genererar en frekvens från 2,5 MHz till 40 MHz, som ändras i fyra delband, som omkopplas av switch S1. I detta fall utförs frekvensinställningen i varje delband ungefär av motstånden R1-R4 och jämnt av motståndet R5.
Uppgiften för hela denna krets på motstånden R1-R5, R7 är att justera den konstanta styrspänningen vid stift 9 D1. Dessutom beror frekvensen också på motståndet R6. Tabell 1 sammanfattar frekvensdata i delbanden vid R6 lika med 22K och 6,8K.
Ris. 1. Schema för en generator för jämnt intervall upp till 50 MHz på HC4046-chippet.
Genom att ändra spänningsgenereringskretsen vid stift 9 D1, lägga till motstånd som begränsar justeringen, och även genom att ändra motståndet för motståndet R6, kan du göra en GPA som fungerar i nästan alla intervall från 2,5 till 50 MHz.
Utsignalen är en TTL-nivå rektangulär puls, en sådan signal kan appliceras direkt (genom en kopplingskondensator och, om nödvändigt, en spänningsdelare) till nyckelfrekvensomvandlare. Eller så kan du använda en RF-transformator, vid vars utgång, som ett resultat av induktansens verkan, det redan kommer att finnas pulser nära en sinusform.
Detaljer
Bord 1.
| Räckvidd | R6 = 22 K | R6=6,8K | |
| 1 | 2,5...5 MHz | 7 ... 13 MHz | |
| 2 | 5...8,6 MHz | 13...21 MHz | |
| 3 | 8,6 ... 12,3 MHz | 21 ... 27 MHz | |
| 4 | 12,3 ... 22 MHz | 27 ... 40 MH | |
Matningsspänningen till kretsen måste matas genom en 5V spänningsregulator, till exempel KR142EN5A.
Den stabila jämna intervallgeneratorn kan användas i transceivrar vars blockschema liknar UW3DI-designtransceivrar.
GPA-parametrar
Räckvidd, kHz 5485…6015
Frekvensdrift (vid mittfrekvensen i området), kHz, högst: under de första 15 minuterna av självuppvärmning 1
under de kommande 15 minuterna ….0,05*
för nästa timmes uppvärmning 0,02*
Övertonskoefficient, %, högst 5
Avstämning (när styrspänningen ändras från -12 till -24 V), kHz ±3
Utgång högfrekvent spänning. Vid 0,5
Belastningsmotstånd, kOhm, inte mindre än 5
Det schematiska diagrammet för GPA visas i fig.
Själva generatorn är gjord på en 1V2 fälteffekttransistor. Laddas på buffertstegets låga inresistans på en 1V3 transistor ansluten enligt en gemensam emitterkrets. Alla delar av generatorn, med undantag för de variabla och trimmerkondensatorerna 1СЗ och 1С4 och motståndet 1R6, är monterade i en mässingsskärm med en diameter på 45 och en höjd av 60 mm.
Skärmväggarnas tjocklek är 4 mm. Kondensatorer 1C1, 1C10, 1C12, 1C13 - KLS, 1C2, 1C5-1C9, 1C11 - KTK-1. Färgen på skroven 1C2, 1C5, 1C6, 1C9 - grå, 1C7, 1C11 - blå, 1C8 - röd. Kondensator 1СЗ - heterodyne avsnitt av ett quad block från R-108 radiostation. En avstämningskondensator 1C4 är också installerad där.
Spolen L1 är gjord på en keramisk slät ram med en diameter på 18 mm (ramen för den heterodyne delen av R-253-mottagaren användes) med PEV-2 0,51 tråd och innehåller 25 varv lindad varv till varv. Tråden på ramen är fixerad med BF-2 lim. Kranen är gjord av 7,5 varv i form av en ögla av tråd vriden och lödd före lindning. Efter lindning torkas spolen i två timmar vid en temperatur på 120 ° C, följt av torkning i en dag vid rumstemperatur.
Upprättande av GPA
börja med att kontrollera DC- och RF-spänningen vid kollektorn på 1V3-transistorn. En stabiliserad spänning på -18 V ± 0,1 % tillförs varicaps strömförsörjningskrets. Vid mätning av likspänning shuntas 1R6-motståndet med en kondensator med en kapacitet på minst 0,01 μF. Genom att välja en kondensator 1C6 och justera 1C4, ställs räckvidden för generatorn in (med skärmlocket stängt).
Genom att styra skärmtemperaturen med en termometer mäts frekvensstabiliteten vid konstant temperatur med en digital frekvensmätare (eller, i extrema fall, med en mottagare med högfrekvensstabilitet, till exempel R250-M2, uppvärmd i en timme ). Denna operation måste utföras tidigast en kvart efter lödning i GPA. Frekvensdriften under 15 minuter bör inte överstiga 100 Hz. Annars är det nödvändigt att kontrollera kvaliteten på de använda delarna och kanske välja om driftsläget för 1V2-transistorn.
Genom att värma upp generatorns skärm med en lödkolv till en temperatur på 40 ... 50 ° C och kyla den naturligt (utan en fläkt!), Kontrollera frekvensändringens cyklicitet. Om det stabila värdet på frekvensen efter cykeln "uppvärmning - kylning" skiljer sig från startvärdet med mer än 200 ... 300 Hz, är det nödvändigt att hitta och ersätta en del med en icke-cyklisk temperaturkoefficient. Genom att välja termiskt kompenserande kondensatorer IC7 och IC8 uppnås frekvensen av generatorn från uppvärmning med högst 50 ... 70 Hz / ° C. Kontrollera sedan generatorns termiska stabilitet i den variabla kondensatorns extremlägen.
Termisk kompensation kan anses vara komplett,
om, när generatorn byggs om från den ena änden av intervallet till den andra, ändrar avvikelsen av frekvensen från uppvärmning tecken (till exempel vid generatorns lägsta frekvens minskar den från uppvärmning och maximalt ökar den) . Trots komplexiteten hos den beskrivna metoden och dess uppenbara komplexitet är det önskvärt att upprätta GPA i strikt enlighet med de angivna kraven. Endast i detta fall garanteras en lång och pålitlig drift av enheten.
För att öka generatorns termiska stabilitet användes GPA-termostatering. Schematiskt diagram över termostaten visas i fig.
platsen för dess delar installerade på skärmen är i fig. 3. Germaniumtransistorer 2V1, 2V2 användes som temperatursensor, installerad på den plats där L1-spolen är fäst på skärmen.
Styrtransistorn 2V9 är installerad på skärmens övre vägg, och värmaren Rn är gjord av nikromtråd från värmeelementet i en 40 W lödkolv för en spänning på 220 V i form av en skärmlindning, tidigare klistrad över med glimmer. Resterande delar av termostaten är monterade på ett 100 x 40 mm kretskort.
GPA-skärmen är termiskt isolerad från strukturens chassi med hjälp av textolitbussningar och brickor, och dess jordning utförs med en bit tråd med en diameter på 1 ... 2, 25 ... Att etablera en termostat handlar om att ställa in driftstemperaturen genom att välja ett motstånd 2R2. Den rekommenderade temperaturen är 40 ° C. Termostatens uppvärmningstid är mindre än 5 minuter, noggrannheten för att upprätthålla temperaturen på den plats där temperatursensorn är installerad är inte sämre än ± 0,1 ° C, vilket vid justering av GG1D enligt den tidigare beskrivna metoden, motsvarar avvikelsen av frekvensen från uppvärmning med högst ± 5…7 Hz.
GPA-avstämningsskalans täthet är symmetrisk med avseende på medelfrekvensen (skalan är sträckt i områdena 5,5 ... 5,6 MHz och 5,9 ... 6 MHz). När du använder en skiva med en diameter på 150 mm för skalan kan skalans noggrannhet nå 1 kHz. För att använda den beskrivna GPA i UW3D1-transceivern (Yu. Kudryavtsev. Lamp-halvledartransceiver. - Radio, 1974, nr. 4, s. 22), är 5C23-kondensatorn utesluten, den högra (enligt diagrammet) 5C24-utgången är ansluten till GPA-utgången, och avstämningskretsarna - med utgång - 12 ... 24 V GPA.
Termostaten matas från lindningarna III och IV på krafttransformatorn Tr1. Eftersom i stabiliseringsläget den effekt som förbrukas av termostaten inte överstiger 1..2 W, är transformatorn inte överbelastad.
Smooth Range Generator
Vi har kommit till det kanske viktigaste stadiet i att sätta upp transceivern. Detta är inställningen och läggningen av frekvenserna för den jämna intervallgeneratorn (GPA) monterad på L3-lampan. Stabiliteten för din radiostations frekvens beror nästan helt på kvaliteten på denna kaskad. Om stationens signal "svävar" över frekvenserna i området när höljet värms upp och transceivern är installerad, är GPA skyldig, om du får höra i etern att frekvensen på din radiostations signal "gråter" eller "gråter" - anledningen finns också nästan alltid i GPA. Därför måste denna kaskad ges största uppmärksamhet. Efter att ha kontrollerat installationen och driften av L3-lampan bör du se till att GPA genererar högfrekventa svängningar. En GIR (heterodyne resonance indicator), en frekvensmätare eller en mottagare med ett intervall på 4 - 7 MHz kan vara användbar här. Efter att ha kontrollerat att VFO:n fungerar (för fallet med en extra mottagare, ställ in dess frekvens till 4 MHz och vrid sändarmottagarens KPI från minimum till maximum. Om samtidigt VFO-signalen inte "hänger" i hjälpmottagare inställd på telegrafläge, du bör ändra inställningen för denna mottagare till mottagningsläge vid en frekvens på 4,5 MHz. Försök igen att ta emot VFO-signalen. I händelse av ett annat fel, bygg om mottagaren ytterligare 0,5 MHz högre. Och så agera tills VFO-signalen detekteras), bestäm inom vilka gränser den ska byggas om . Uppskatta hur mycket dessa frekvensinställningsgränser skiljer sig från de erforderliga, dvs. 5,5 MHz till 6,0 MHz med 20 kHz höjd vid kanterna. Vidare, medan GPA fortfarande arbetar vid en godtycklig frekvens, mäts strömmen genom zenerdioden D1 (KS630A). Den bör vara i området 15 - 17 mA. Annars väljs ett trådmotstånd R45. Sålunda, efter att ha stabiliserat spänningen som levererar generatorn för jämnt område, fortsätter de till dess inställning. Det bör börja med en extern inspektion av GPA, under vilken det är nödvändigt att se till att kondensatorerna C28 och C29, som utgör den kapacitiva "trepunkten", används av SGM- eller KSO-typ av grupp "G" . Detta är mycket viktigt eftersom deras kapacitans eller TKE-instabilitet kommer att påverka oscillatorns totala frekvensstabilitet. Hög kvalitet bör vara DR6-choken installerad i katoden på GPA-lampan. Dess ram måste vara keramisk, tråden läggs jämnt, med en sträckning, så att den inte har förmågan att vibrera. Denna choke är inte impregnerad med några lim eller hartser.- temperaturstabiliteten kommer att försämras, vilket oundvikligen kommer att leda till hopp i GPA-frekvensen. Kvalitetskraven för GPA-loopspolen (L19) är välkända. Detta är en av de viktigaste delarna av enheten. Inga spolar av tvivelaktig kvalitet kan användas här! Valet av kondensatorer C27 (120 pF) och C26 (20 pF) bör tas på största allvar. Som regel består C27 av två parallellkopplade kondensatorer. Dessa är kondensatorer av KT-typ, en är röd eller blå och den andra är blå. Förhållandet mellan deras kapacitanser, vilket ger en total kapacitans på 120 pF, väljs med hjälp av monterings- och chassiuppvärmningsmetoden, som kommer att diskuteras nedan. De börjar lägga gränserna för de frekvenser som genereras av den jämna intervallgeneratorn. Som en del av detta arbete uppnås det att, med plattorna på den variabla kondensatorn (CPE) helt insatta, genererar GPA en frekvens på cirka 5,480 MHz. Om den visar sig vara lägre måste kapacitansen på kondensatorerna som utgör C27 minskas något, om den är högre bör kapacitansen ökas. Inledningsvis, när du väljer denna kapacitans, ägnas relativ uppmärksamhet åt förhållandet mellan färgerna på kondensatorerna som utgör den. Med KPI-plattorna helt utdragna (minsta kapacitans) bör GPA generera en frekvens nära 6,020 MHz. Den justeras med en avstämningskapacitans, som är strukturellt installerad i KPI-blocket (det visas inte på transceiverdiagrammet). Efter det kontrollerar och justerar de igen den nedre gränsen för GPA-frekvensen genom att välja kapacitansen C27. Och så agerar de tills GPA börjar fungera i det önskade frekvensområdet, d.v.s. 5,480 - 6,020 MHz. GPA-frekvensen styrs av en extra mottagare (bra om det är en mottagare av typen R-250 eller liknande, med en kvartskalibrator och möjlighet att avläsa frekvensen med en noggrannhet på 1 kHz), eller av en frekvensmätare ansluten till L17 spole. Men vid användning av en frekvensmätare är det nödvändigt att förkonfigurera kretsen i GPA-lampans anod till cirka 5,75 MHz och shunta den med ett motstånd R14 - 1,2 kOhm. Efter att ha lagt GPA-frekvenserna bör denna krets shuntas igen och ställas in mer exakt till en frekvens på 5,75 MHz, och sedan shuntas igen. Denna shuntning med ett motstånd är nödvändig så att frekvenserna från 5,5 till 6 MHz som genereras av GPA matas till transceiverblandaren med ungefär samma amplitud över hela området, utan att anodkretsen ändras. Mycket ofta, om inte alltid, har en radioamatör problem med att GPA:n täcker frekvenssektionen mer än den borde, eller vice versa, inte täcker den nödvändiga sektionen. Det beror på förhållandet mellan den maximala kapacitansen för KPI:n och dess minimikapacitans, såväl som på värdet på induktansen L19 och kapacitansen C27. Samtidigt, om KPI som krävs av författaren används i transceivern, indikerar otillräcklig överlappning (vid tänkbara värden på C27) ett överskott av induktansen för L19-spolen, och vice versa. Det erforderliga värdet på induktansen L19 bör specificeras genom att välja den översta enligt uttagskretsen, och inte bara spolen utan även en del av spolen spelar en roll. Men i inget fall bör en reglerande kärna användas för att öka induktansen i denna spole - frekvensstabiliteten kommer att försämras kraftigt. Detta är dock ett problem för dem som försöker anpassa en annan induktans än den som rekommenderas av författaren under L19-spolen. Efter att ha slutfört läggningen av frekvensområdet för GPA fortsätter de till den termiska kompensationen för denna generator, som består i att välja förhållandet mellan kapacitanserna för de röda och blå färgerna som utgör kapacitansen C27. Detta arbete utförs med den tidigare nämnda HF-mottagaren, eller med en frekvensmätare med en frekvensmätnoggrannhet på minst 10 Hz. Innan man arbetar med mottagaren eller frekvensmätaren måste de vara väl (2-3 timmar) uppvärmda. Transceivern slås på och värms upp i 10 - 15 minuter. Om justeringen görs av mottagaren hittar de GPA-signalen i luften, inställd på området 5,75 MHz. Som tidigare är mottagaren i CW-läge. Vid arbete med en frekvensmätare är den, som tidigare, ansluten till L17-spolen. Sedan, med hjälp av en bordslampa eller medreflektor, värms chassit och delar av GPA långsamt upp. Dessutom är det bättre att inte värma dem direkt, utan en sektion något avlägsen från GPA, som ligger ungefär mellan GPA och utgångsgeneratorlampan. När temperaturen når 50 - 60 grader i GPA-området noteras det åt vilket håll GPA-frekvensen har gått. Om den ökas - temperaturkoefficienten för kondensatorerna för komponenterna C27 är negativ och signifikant i absolut värde. Om den har minskat är koefficienten antingen positiv eller negativ, men liten i absolut värde. Som redan noterats användes kondensatorer av KT-typ med olika beroende av den reversibla kapacitansändringen med en temperaturförändring som C27. Kondensatorer med positiv TKE (Temperature Coefficient of Capacitance) har en blå eller grå kroppsfärg. Neutral TKE för blå kondensatorer med svart märke. Blå kondensatorer med en brun eller röd etikett har en måttlig negativ TKE, och slutligen indikerar ett rött kondensatorhölje en signifikant negativ TKE. Efter att ha låtit noden svalna helt, byt ut kondensatorkomponenterna C27, ändra deras temperaturkoefficient i rätt riktning, men bibehåll den totala kapacitansen. I det här fallet är det nödvändigt att kontrollera säkerheten för den tidigare utförda frekvensläggningen. Dessa operationer bör upprepas tills det uppnås att med en ökning av GPA-temperaturen med 35 - 40 grader, kommer en förskjutning av GPA-frekvensen med högst 1 kHz att orsakas. Detta innebär att frekvensen för transceivern, när den värms upp under normal drift, inte kommer att sjunka mer än 100 Hz på 10 till 15 minuter. Det är användbart att komma ihåg tecknet på slutet på detta hårda arbete: varje mjuk effekt på generatorn (som smidig uppvärmning och kylning, smidigt närmande av en hand eller annat föremål till installationen) bör få generatorn att svara i formen av samma jämna ändring i frekvens. Efter exponeringens upphörande bör generatorns frekvens smidigt återgå till sitt ursprungliga värde. Inga frekvenshopp är tillåtna! Ett svårt test väntar en radioamatör som har en lågkvalitativ kondensator i GPA-kretsen. Detta bevisas av plötsliga hopp i frekvens under dess drift. I det här fallet måste du ha tålamod och byta alla kondensatorer i GPA-kaskaden en efter en, utan att vara uppmärksam på frekvensstaplingen som gjordes tidigare. Tyvärr är inte alla designers samvetsgranna när det gäller genomförandet av ovanstående arbete. Viljan att gå i luften så snart som möjligt är förståeligt. Det är dock nödvändigt att hitta styrka i sig själv och redan innan den första sändningen, så mycket som möjligt för att förhindra alla möjliga brister som en signal för ens framtida radiostation. Det är sällsynt att någon inte håller med om att det är mycket trevligare att lyssna på komplimanger riktade till dig än otaliga kommentarer. Efter att ha avslutat arbetet med att ställa in GPA kontrolleras avstämningsåtgärden och dess "noll"-position ställs in. Den ska falla ungefär på mittläget av rotorn på kondensatorn C25. Genom att stänga av "avstämnings"-kondensatorn kan du göra en grov gradering av transceiverskalan, vilket kommer att hjälpa till med dess ytterligare inställning. Den initiala kalibreringen görs var 50 kHz. Det bör vara möjligt att ta avläsningar både från början av skalan och från dess ände, eftersom på 80- och 40-metersbanden börjar frekvensavläsningen från ena änden av skalan och på de andra banden - från den andra.
Kristalloscillator
Nästa steg i att ställa in transceivern är att ställa in en kristalloscillator (KG). Efter att ha kontrollerat installationen och driften av L2-lampan, ta tillfälligt bort all kvarts från hållarna och installera istället 100 pF kondensatorer på 28 och 21 MHz-banden och 300 pF på resten. Transceiverns bandväxel, som vi ännu inte har använt vid det här laget, är inställd på 21 MHz-bandet. Genom att ändra avstämningsfrekvensen för L15-kretsen med kärnan, ställs generatorn in till en frekvens på 15 MHz. Den styrs av en mottagare via luften, eller av en frekvensmätare ansluten till L16-spolen. Vidare, genom att ändra positionen för sändtagarens räckviddsomkopplare, ställs KG-frekvenserna in: vid 3,5 MHz - 10 MHz, vid 7 MHz - 13,5 MHz, vid 14 MHz - 8 MHz, vid 28 MHz - 22 MHz, vid 22,5 MHz - 22,5 MHz. Därefter installeras kvartsen på sin plats och återigen, inom små gränser, justerar anodkretsarna för KG-lampan i vart och ett av områdena för att uppnå den maximala amplituden för den genererade frekvensen. Spänningen mäts med en högresistansvoltmeter (eller RF-sond) vid blandarlampornas katoder. Det bör vara inom 1 - 2 volt. Du bör dock inte misströsta om spänningen vid 28 eller 28,5 MHz (enligt räckviddsomkopplarens läge) är mindre än 1 Volt. Det beror på aktiviteten hos kvartsen. Men den otillräckliga amplituden för signalen från denna generator på ett av intervallen kommer därefter att leda till otillräcklig sändtagareeffekt, vilket naturligtvis är mycket oönskat. Efter att ha sett till att KG fungerar stabilt på alla områden, är det nödvändigt att återigen mäta strömmen genom KS630A (D1) zenerdioden och, om nödvändigt, justera den, nu till ett värde av 20 - 24 mA, efter att ha övervägt att frågan om att stabilisera spänningen som matar transceivergeneratorerna har lösts. Det är väldigt viktigt! Det bör inte glömmas bort att interferens i kaskader som matas av en spänning som stabiliseras med en D1 zenerdiod kan störa stabiliseringen, eftersom denna zenerdiod (som alla andra) ger stabilisering endast vid vissa strömmar som flyter genom den. Det händer dock när amatörer "klamrar fast" ytterligare steg till denna zenerdiod, till exempel modernisering, som ett resultat av vilket vid vissa ögonblick (under överföringsdrift) strömmen genom D1 stannar och det finns ingen stabilisering. Korrespondenter rapporterar "gråter" signalen. Någon i det här fallet ökar den initiala strömmen ytterligare genom zenerdioden, vilket minskar R45. Men då minskar intervallet för nätspänningsfall, vid vilket stabil drift av generatorerna säkerställs. Förresten, jag var tvungen att möta fall av att ansluta UW3DI till nätverket genom en TV-ferroresonant stabilisator. :-)
Fokuserat urvalsfilter
Nästa steg är att ställa in och para ihop konturerna av det klumpade urvalsfiltret. Det finns ingen anledning att stanna vid att ställa in mixern på en 6N23P lampa, eftersom med felfri installation och närvaro av anodspänning fungerar den normalt. Kärnan i avstämningen av det klumpade urvalsfiltret (FSS) är att alla tre filterkretsarna som utgör filtret sammanfaller med varandra i frekvensinställningen vid vilken position som helst av de variabla kondensatorerna på den gemensamma axeln för den variabla kondensatorbanken (KPI). Detta uppnås genom att ställa in samma kapacitanser för varje sektion av kondensatorbanken vid den högsta frekvensen i området och samma induktanser för spolarna L29, L30, L31 vid den lägsta frekvensen i området. Den första utförs genom att välja värdena för trimmerkondensatorer i varje sektion av KPI (strukturellt kombinerad i KPI-fallet), och den andra - genom att välja positionerna för spolkärnorna. Induktanserna L29, L30, L31 är gjorda på basis av SB1A-kärnor. Kärnorna måste vara nya (gråaktiga till färgen), och spolarna måste ha maximal kvalitetsfaktor. Det finns erfarenhet av att använda SB2-kärnor istället för SB1A, men detta ger ingen märkbar fördel, såsom användning av induktanser baserade på ring-RF-ferriter. Det är synd att deras induktans inte kan ändras smidigt, d.v.s. det är omöjligt att uppnå högkvalitativ konjugering, eller snarare är det möjligt, men mycket svårt. I det här fallet bör man akta sig för det misstag som oerfarna radioamatörer ibland gör, som tror på de "mirakulösa" ferritkärnorna. Ja, genom att använda ferriter uppnår de en ökning av nivån på IF-signalen för överföring, vilket leder till en viss ökning av transceiverns effekt. Men eftersom de inte kan uppnå en tydlig parning av induktanser (det finns ingen möjlighet till deras justering), ökar de, med hjälp av författarens placering av spolar, ofrivilligt kopplingen mellan FSS-länkarna, vilket försämrar de viktigaste egenskaperna hos transceivern när de används i mottagningsläget.
mikrofonförstärkare
Mikrofonförstärkarens funktion kontrolleras. Det enklaste sättet att göra detta är att koppla bort den nedre änden av kondensatorn C103 från omkopplaren och ansluta den till hörlurarna, "sitter" med sin andra kontakt på "massan". Efter att ha sagt några ord i mikrofonen ser de till att de är tillräckligt högt och tydligt återgivna i telefoner.
Glöm inte att mikrofonen i rörförstärkare används med en ökad utgångsimpedans (bokstaven "A" i slutet av dess märkning, till exempel MD201A). Om det visar sig att mikrofonförstärkaren inte fungerar bör du kontrollera dess installation, lampläge. Erfarenheterna från justeringen av de tidigare kaskaderna kommer att berätta hur du ska gå vidare. Under produktionen av dessa verk stängs röststyrningssystemet på L14-lampan tillfälligt av.
För att arbeta med lågimpedansmikrofoner måste du lägga till en kaskad på transistorn VT1 (Fig. 4). VOX, AntiVOX-system och VL14-lampa är undantagna. Utgången från kondensatorn C 105, som frigörs samtidigt, är ansluten till en gemensam tråd, som visas i fig. 4. Den högra utgången på R87-motståndet är ansluten till bussen, som kombinerar katoderna för lamporna som endast används i överföringsläget. Variabelt motstånd R5 justerar utgångsnivån på mikrofonförstärkaren.
DSB-formare
Efter att ha ställt in mikrofonförstärkaren, anslut kondensatorn C103 på plats, stäng av mikrofonen och "jorda" tillfälligt mikrofoningången. Kontrollera installationen och driften av L12-lampan. En högresistansvoltmeter (HF-sond) är ansluten till anoden på L12-lampan. Slå på "Transmission" -läget, välj positionen för R83-potentiometerns skjutreglage för att uppnå lägsta voltmeteravläsningar. Efter att ha uppnått försöker de ändra kapacitansen för kondensatorn C88 i båda riktningarna från dess nominella värde. Om en förändring av denna kapacitans orsakar en ytterligare minskning av spänningen vid anoden L12, lämnas en ny kapacitans, vilket uppnår en ännu större minskning av spänningen genom positionen för potentiometerns R83-skjutreglage. Således uppnås den minsta kvarvarande RF-spänningen vid anoden på L12-lampan. Balanseringen kan anses vara fullständig om värdet på den obalanserade balansen för bäraren på anoden inte överstiger 0,2 - 0,3 Volt. Du kan behöva plocka upp dioderna D3 - D6. Detta kan göras med hjälp av verktyget som beskrivs i kapitlet "Enkla transceiverjusteringsverktyg". Genom att "jorda" mikrofoningången och ansluta mikrofonen bör du se till att samtalet i mikrofonen orsakar en ökning av voltmeterns avläsningar vid L12-anoden till 20 - 30 Volt. Detta indikerar korrekt funktion av den balanserade modulatorn och en välformad tvåsidbandssignal med en undertryckt bärvåg. Denna signal kommer att förvandlas till en enkelsidbandssignal efter att ha passerat genom ett elektromekaniskt filter (EMF). EMF:ns in- och utgångslindningar, tillsammans med kondensatorerna C89 och C98, bör ge resonans vid en frekvens nära 501 kHz. Detta uppnås genom att välja de angivna kondensatorerna (de ersätts ofta med trimmers) för den maximala amplituden för en enkelsidbandssignal. Detta maximum är inte särskilt uttalat. Spänningen mäts med en RF-voltmeter på anoden på den högra halvan av 6N23P-lampan i "Transmit SSB"-transceiverläget när en signal med en frekvens på 1 kHz och en nivå på upp till 100 millivolt appliceras på mikrofoningången . Voltmetern överförs sedan till den "heta" änden av L34-spolen. Vid denna tidpunkt bör nivån på den genererade signalen vara cirka 1 volt vid vilken position som helst av sändarmottagarens huvud-KPI. Om det är något kan du försöka lyssna genom luften till en enkelbandssignal som bildas och sätts till en frekvens på 6 - 6,5 MHz, som genom att blandas med frekvenserna hos en kvartsoscillator återstår att föras till frekvensen av ett eller annat amatörband, förstärkt och skickat i luften.
Utgångssteg
Transceiverns slutsteg är utan funktioner. Ibland måste du möta klagomål om bristen på en smidig justering av anslutningskapaciteten med antennen. Men kortvågsantenner används som regel konstant, med en känd ingångsimpedans (vanligtvis 50 eller 75 ohm). Det är bättre att välja kondensatorer med konstant kapacitans C53 - C57 genom att ladda transceivern på ett icke-induktivt motstånd med motsvarande klassificering. Du kan använda en elektrisk lampa 127V 100W. I extrema fall görs valet direkt på antennen. Vid val av kapacitanser C53 - C57 måste man komma ihåg att den maximala strålningsnivån i luften inträffar, som redan noterats, vid en sådan position av C58, vilket säkerställer "fel" av anodströmmen i slutsteget. Samtidigt bör denna "dip" inte vara djupare än 15 - 20% av den maximala avvikelsen för mätanordningens pekare, observerad i detta område vid en godtycklig position för C58-rotorn. Därför, om en djupare "dipp" observeras i resonans, är det nödvändigt att noggrant välja lämplig konstant kapacitans bland C53 - C57. Genom att göra detta på den antenn som transceivern kommer att drivas med i framtiden slipper de behovet av smidig justering av kommunikationskapacitansen med antennen. Det som verkade vara en nackdel har förvandlats till en dygd - en stämknapp mindre! Vid produktionen av dessa verk visas särskild uppmärksamhet, eftersom. utgångslampan, med en högfrekvent spänning ansluten till dess kontrollnät och en oavstämd anodkrets, kan snabbt misslyckas. Det är nödvändigt att ständigt övervaka färgen på dess anoder, vilket förhindrar att de blir röda! I vissa fall är det användbart att använda strömjusteringsratten som finns i UW3DI.Tips från UX0KX: I strömkretsen för styrnätet GU - 29, istället för den keramiska kondensatorn C62, måste en elektrolytisk kondensator på 200 mikrofarad per 100 volt installeras. Med lampan öppen, i bärarlöst överföringsläge, leta med ett oscilloskop efter spänningsvågformen på GU29-kontrollnätet utan och med 200 mikrofarad elektrolyt. Skillnaden blir stor. Utan en elektrolytisk kondensator kommer spänningsformen på GU29 styrgallret att se ut som en "såg", detta har väldigt dålig effekt på signalkvaliteten, det finns en submodulering med en frekvens på 50 hertz. Med en kondensator på 200 mikrofarad är bärsignalen vid utgången av GU29 ren och transparent. Skillnaden hörs mycket väl på kontrollmottagaren.
Omfattande inställning av transceiver
GPA-frekvenser efter band vid IF 8865KHz visas i Tabell 1. Den här tabellen visar frekvenserna för ett av alternativen som jag använde i min transceiver. I denna version kombineras 80M-bandet med 15M-bandet. På grund av detta utökas båda sortimenten.
Du kan vägra en sådan kompromiss och utföra ett sexbandsalternativ. Sedan kommer varje område att täcka det erforderliga frekvensbandet. Du kan välja ett sjubandsalternativ, men med en uppdelning av 10M-intervallet i två underband.
Att justera GPA skapar inga särskilda svårigheter, men kommer att kräva vissa amatörradiokunskaper och lämpliga mätinstrument. Generatorn är väl exalterad. Signalnivån kan justeras genom att välja spoluttag L och kapacitans C9. Detta gör det möjligt att ställa in samma nivåer över intervallen. Samtidigt är det nödvändigt att uppnå miniminivåer vid vilka generationen fortfarande kommer att bevaras. I AFC-kretsen måste C2 väljas för varje område, enligt beskrivningen i de bifogade instruktionerna för Makeevskaya TsSh. I avstämningskretsen C3 väljer vi på liknande sätt i enlighet med önskad avstämningsbredd på mottagaren på varje band separat. Spolarna i GPA-kretsarna är lindade på bakelitramar med en diameter på 9 mm med trimning av ferritkärnor. Parametrarna för några av huvuddelarna i GPA visas i tabell 2.
| Område (M) | L (mH) | С5 (Pf) | S11 (Pf) |
|---|---|---|---|
| 160 | 1,5 | 140 | 118 |
| 80 - 15 | 1,4 | 91 | 430 | 40 | 1,3 | 51 | 51 | 30 | 0,87 | 70 | 10 | 20 | 11,5 | 30 | 750 | 10 | 1,2 | 26 | 680 |
För att koppla bort GPA, i motsats till Ural-84, använde jag en vanlig buffertkaskad, gjord separat i en sluten skärmad låda gjord av 0,5 mm galvaniserat järn.
Buffertsteget består av tre seriekopplade emitterföljare, med en separat utgång för det centrala bruset. På grund av den låga nivån vid utgången av GPA:n kompletterades kaskaden med en bredbandsförstärkare, som med utvalda element linjärt förstärker i intervallet 1,5 - 30 MHz. Förstärkarens utgång är laddad med en 470 ohm potentiometer, med vilken du kan justera den optimala nivån på RF-signalen för en balanserad mixer upp till 1,5-2V rms.Kretsen kräver ingen speciell förklaring och visas i Fig. 3.
Mottagarens avstämningsenhet är byggd enligt det välkända schemat från Desna-transceivern. Under drift har systemet visat sig väl.
Kretsen fungerar så här:
När avstämningen är inaktiverad är kontakterna S1 öppna. Baser för transistorerna VT2 och VT3 till R1; VD2; R5; och R6 mottar + spänning. VT2 och VT3 öppna VT1 stängd. Vid punkt 3. släpps spänningen från delaren av motstånden R2 och R3.
När avstämningen är på är kontakterna S1 stängda. + spänning genom R1 kortsluts till jord. Baser för transistorerna VT2 och VT3 till R5; R6 och VD2 är anslutna till _ spänning. VT2; och VT3 är stängda, kommer VT1 att öppna från + spänning till R8. nu vid punkt 3. kommer spänningen att släppas från delaren R2; R4 och potentiometer R7, med vilken du smidigt kan justera spänningen vid punkt 3. Vid växling vid punkt 4. matas + 13,5V genom VD1; R5 och R6 öppnar VT2; VT3. VT1 stänger. Punkt 3. kopplas återigen till avdelaren R2 och R3 och avstämningen stängs av.
Den enda identifierade nackdelen med kretsen är oöverensstämmelsen mellan frekvensen för mottagning och sändning när korrekturet är avstängt. Jag lyckades bli av med detta genom att introducera ett motstånd R9
Faktum är att när du tar emot VT2 och VT3 öppnas den från en spänning på + 8V. Vid sändning vid punkt 4. läggs en spänning på + 13,5V och från detta öppnar transistorerna i större utsträckning och spänningsfallet över VT3 blir mindre. Även om skillnaden i spänningar vid punkt 3. är obetydlig är den bara cirka 0,03V, men detta räcker för att ändra frekvensen i vissa områden upp till 100Hz. Resistansen R9 måste väljas så att vid punkt 4. är spänningen densamma vid mottagning och sändning.
Diagrammet över avstämningsnoden och spänningsregulatorn + 8v visas i fig. 4
+8V spänningsregulatorn drivs av en stabil +13,5V strömförsörjning. Således tillhandahålls dubbel stabilisering av GPA-matningsspänningen. Motstånd R13 ställer in strömbegränsningströskeln. Med värdet som anges i diagrammet (4,7 ohm) är strömgränsen 200mA. Detaljer om stabilisatorn finns på samma tavla som avstämningsenheten.
Omkopplingsenheten kan ses i fig. 1. Den inkluderar en transistor VT1, dioderna VD1 - VD5 och motstånden R1, R2. Den utför automatisk spänningsmatning när omkopplaren för områdesval kopplas om till motsvarande GPA-generator och automatiskt kopplar TsSH till + OM eller – OM beroende på intervallet.
Spänningsstabilisatorn + 5v är gjord enligt ett enkelt schema på en mikrokretsstabilisator av typen KR1157EN501A och placeras på samma kort med växlingsenheten. Kretsen visas i fig. 5.
