Signalseparation. Frekvens och tidsseparation av signaler

Signalseparation är tillhandahållandet av oberoende överföring och mottagning av många signaler över en kommunikationslinje eller i ett frekvensband, där signalerna behåller sina egenskaper och inte förvränger varandra.

Med fasseparation sänds flera signaler på en frekvens i form av radiopulser med olika initiala faser. För detta används relativ- eller fasskillnadsnyckel (konventionell fasmodulering används mer sällan). För närvarande har kommunikationsutrustning implementerats som möjliggör samtidig överföring av signaler från två och tre kanaler på en bärfrekvens. Således skapas flera kanaler för sändning av binära signaler i en frekvenskanal.

I fig. 11.3a visar ett vektordiagram av dubbelfasskiftningsnyckel (DPSK),

tillhandahåller överföring av två kanaler på samma frekvens. I den första faskanalen sänds noll (en puls med negativ polaritet) av strömmar med en fas på 180° och en (en puls med positiv polaritet) av strömmar med en fas på 0°. Den andra faskanalen använder strömmar med faser på 270 respektive 90°, dvs. den andra kanalens signaler rör sig i förhållande till den första kanalens signaler med 90°.

Antag att det är nödvändigt att sända kodkombinationer 011 i den första kanalen (fig. 11.3, c) och 101 i den andra (fig. 11.3, d) med användning av DMF-metoden vid en frekvens. Fasmanipulationsprocessen för den första kanalen visas med heldragna linjer och för den andra - med prickade linjer (Fig. 11.3,6,e)). Således har varje kodkombination sin egen sinusformade spänning. Dessa sinusformade svängningar läggs till och en total sinusformad svängning av samma frekvens skickas till kommunikationslinjen, som

indikeras med streckpunkt i fig. 11.3, d. Här visas också att i intervallet 0 - t1

noll sänds över den första kanalen och en genom den andra kanalen, vilket motsvarar

överföring av vektor A med en fasvinkel på 135°. I intervallet t1 – t2 motsvarar överföringen av en genom den första kanalen och noll genom den andra vektor B med en vinkel på 315°. och i intervallet t2 – t3 - vektor C med en vinkel på 45°, eftersom enheter sänds via den första och andra kanalen.

Blockschemat för enheten för implementering av DMF visas i fig. 11.4. Bärvågsgeneratorn Gn har en fasförskjutningsanordning FSU för att erhålla en fasförskjutning av den sinusformade oscillationen med 90° i den andra kanalen. Fasmodulatorer

FM1 och FM2 utför manipulation i enlighet med fig. 11.3, d), och adderaren Σ utför additionen av sinusformade svängningar. Mottagning efter förstärkare

Separationen av båda kanalerna utförs i fasdetektorer - demodulatorerna FDM1 och FDM2, till vilka en referensbärarspänning tillförs från Gonn-generatorn,

sammanfaller i fas med spänningen för denna kanal. Till exempel vid antagning med

förstärkare av den totala sinusformade spänningen (vektor A i fig. 11.3, b) på

positiv spänning kommer att allokeras till demodulatorn för den första kanalen FDM1,

motsvarande fas 0° (mottagning av en på den första kanalen), sedan referensfasen

bärvågsfrekvensen sammanfaller med den första kanalens fas. Vektor A kan delas upp i två

komponenter: Af = 0 och Af = 90. I FDM1 samverkar signalkomponenten Af = 0 med

referensspänning applicerad på denna kanal, och Af-komponenten kommer att undertryckas

(signalspänningen för den andra kanalen kommer inte att visas vid utgången av FDM1, eftersom vektorn

referensfrekvensen är vinkelrät mot fasen för spänningsvektorn för den andra kanalen och

produkten av dessa vektorer blir lika med noll. Samtidigt, i FDM2 ankomsten

den totala sinusformade spänningen (vektor A) kommer att skapa en positiv spänning som motsvarar en fas på 90° (mottagning av en i den andra kanalen),

eftersom fasen för referensfrekvensen är förskjuten med 90° jämfört med referensfrekvensen för den första

kanalen sammanfaller med den andra kanalens fas. Signalspänning för den första kanalen till utgången

FDM2 kommer inte fram, eftersom referensfrekvensvektorn i denna kanal är vinkelrät

spänningsvektorn för den första kanalen och produkten av dessa vektorer kommer att vara lika med noll.

På samma sätt kan två meddelanden sändas på samma frekvens med

relativ fasskiftningsnyckel (RPKM). Således, användningen av DFM eller

DOFM låter dig dubbla kapaciteten för kommunikationskanalen. Det är också möjligt

sända tre meddelanden på samma frekvens med hjälp av trippel relativ

Kommunikationslinjen är den dyraste delen av kommunikationssystemet. Därför är det tillrådligt att utföra flerkanalig informationsöverföring över det, eftersom antalet kanaler N ökar, ökar dess genomströmning. följande villkor måste vara uppfyllt:

N K - produktiviteten för den k:te kanalen.

Huvudproblemet med flerkanalsöverföring är separeringen av kanalsignaler på den mottagande sidan. Låt oss formulera förutsättningarna för denna uppdelning.

Låt det vara nödvändigt att organisera den samtidiga överföringen av flera meddelanden över en gemensam (grupp)kanal, som var och en beskrivs av uttrycket

(7.1.1)

Med hänsyn till formel (7.1.1.) får vi:

Med andra ord har mottagaren selektiva egenskaper med avseende på signalen Sk(t).

När man överväger frågan om signalseparation görs en distinktion mellan frekvens-, fas- och tidsseparering av kanaler, samt separation av signaler efter form och andra egenskaper.

Andra studiefrågan

Frekvensuppdelning

Blockschemat för ett flerkanalskommunikationssystem (MCS) med frekvensdelning av kanaler (FDC) visas i fig. 7.1.1, där det indikeras: IS - signalkälla, Mi - modulator, Fi - filter för i:ten kanal, Σ - signaladderare, GN - bärvågsgenerator, PRD - sändare, LS - kommunikationslinje, IP - störningskälla, PRM - mottagare, D - detektor, PS - meddelandemottagare.

Fig.7.1.1. Blockschema över ett flerkanaligt kommunikationssystem

I FDM har bärvågssignalerna olika frekvenser fi (underbärvågor) och är fördelade med ett intervall som är större än eller lika med den spektrala bredden av den modulerade kanalsignalen. Därför upptar de modulerade kanalsignalerna icke-överlappande frekvensband och är ortogonala mot varandra. De senare summeras (frekvenskomprimerade) i block Σ för att bilda en gruppsignal, som modulerar svängningen av huvudbärvågsfrekvensen fн i block M.

Alla kända metoder kan användas för att modulera kanaltransportörer. Men kommunikationslinjens frekvensband används mer ekonomiskt med enkelsidbandsmodulering (SBP AM), eftersom i detta fall spektrumbredden för den modulerade signalen är minimal och lika med spektrumbredden för det överförda meddelandet. I det andra steget av moduleringen (med en gruppsignal) används AM OBP också oftare i trådbundna kommunikationskanaler.

En sådan dubbelmodulerad signal, efter förstärkning i PRD-blocket, sänds via en kommunikationslinje till PRM-mottagaren, där den utsätts för den omvända omvandlingsprocessen, det vill säga demodulering av signalen längs bärvågen i block D för att erhålla en gruppsignal, separering av kanalsignaler från den med användning av bandpassfilter Fi och demodulering av det senare i block Di. De centrala frekvenserna för bandpassfiltren Фi är lika med frekvenserna för kanalbärvågor, och deras transparensband är lika med bredden på spektrumet av modulerade signaler. Avvikelsen mellan de faktiska egenskaperna hos bandpassfilter från de idealiska bör inte påverka kvaliteten på signalseparationen, därför används skyddsfrekvensintervall mellan kanaler. Vart och ett av mottagningsfiltren måste passera utan dämpning endast de frekvenser som hör till signalen för en given kanal. Filtret måste undertrycka signalfrekvenserna för alla andra kanaler.

Frekvensseparationen av signaler med idealiska bandpassfilter kan representeras matematiskt enligt följande:

där g k är impulssvaret för ett idealiskt bandpassfilter som passerar frekvensbandet för den k:te kanalen utan distorsion.

Huvudfördelarna med CRC: enkel teknisk implementering, hög brusimmunitet, förmågan att organisera valfritt antal kanaler. Brister: oundviklig expansion av det använda frekvensbandet med en ökning av antalet kanaler, relativt låg effektivitet för att använda kommunikationslinjens frekvensband på grund av filtreringsförluster; skrymmande och höga kostnader för utrustning, främst på grund av det stora antalet filter (kostnaden för filter når 40% av kostnaden för ett system med FDM). Inom järnvägstransporter har en MKS med en K-24T typ PRK utvecklats, som använder små elektromekaniska filter.

Tredje studiefrågan

Koddelning och demodulering av signaler i radiokommunikationssystem

1. FUNKTIONSPRINCIP FÖR RADIOKOMMUNIKATIONSSYSTEM MED KODSIGNALSEPARATION

Funktionsprincipen för ett koduppdelat cellulärt kommunikationssystem kan förklaras med detta enkla exempel. Anta att du befinner dig i en stor restaurang eller butik där människor ständigt talar olika språk. Trots omgivande brus (polyfoni) förstår du din partner om han talar samma språk som du. Till skillnad från andra digitala system som delar upp det allokerade området i smala kanaler baserat på frekvens (FDMA) eller tid (TDMA), kodas den överförda informationen i CDMA-standarden och koden omvandlas till en brusliknande bredbandssignal så att den kan tilldelas igen, endast med koden på den mottagande sidan. Samtidigt kan många signaler sändas och tas emot samtidigt över ett brett frekvensband utan att störa varandra. De centrala koncepten i Oualcomms Code Division Multiple Access-teknik är Direct Sequence Spread Spectrum, Walsh Coding och effektkontroll.

Bredband är ett system som sänder en signal som upptar ett mycket brett frekvensband, som avsevärt överskrider den minsta bandbredd som faktiskt krävs för att överföra information. Till exempel kan en lågfrekvent signal sändas med amplitudmodulering (AM) över ett frekvensband som är 2 gånger signalens frekvensbandbredd. Andra typer av modulering, såsom frekvensmodulering med låg avvikelse (FM) och enkelsidband AM, tillåter att information sänds över ett frekvensband som är jämförbart med det för informationssignalen. I ett bredbandssystem är en källbasbandssignal (t.ex. en telefonsignal) med en bandbredd på endast några kilohertz fördelad över ett frekvensband som kan vara flera megahertz brett. Det senare utförs genom dubbelmodulering av bärvågen med den överförda informationssignalen och en bredbandskodningssignal.

Huvudkarakteristiken för en bredbandssignal är dess bas B, definierad som produkten av signalspektrumbredden F och dess period T.

Som ett resultat av att multiplicera signalen från en pseudoslumpmässig bruskälla med en informationssignal, fördelas energin för den senare över ett brett frekvensband, dvs dess spektrum expanderar.

Bredbandsöverföringsmetoden upptäcktes av K.E. Shannon, som först introducerade begreppet kanalkapacitet och etablerade kopplingen mellan möjligheten till felfri överföring av information över en kanal med ett givet signal-brusförhållande och frekvensbandet tilldelat för. informationsöverföring. För varje givet signal-brusförhållande uppnås en låg överföringsfelfrekvens genom att öka den frekvensbandbredd som allokeras för informationsöverföring.

Det bör noteras att själva informationen kan införas i bredbandssignalen på flera sätt. Den mest välkända metoden är att överlagra information på en bredbandsmodulerande kodsekvens innan bärvågen moduleras för att erhålla en bredbandig brusliknande BPS-signal (fig. 1).

Smalbandssignalen multipliceras med en pseudo-slumpmässig sekvens (PRS) med period T, bestående av N bitar med varaktighet ro vardera. I det här fallet är PSP-basen numeriskt lika med antalet PSP-element.

Denna metod är lämplig för alla bredbandssystem som använder en digital sekvens för att utöka spektrumet av högfrekventa signaler.

Kärnan i bredbandskommunikation är att utöka signalens frekvensband, sända bredbandssignalen och isolera den användbara signalen från den genom att omvandla spektrumet för den mottagna bredbandssignalen till informationssignalens ursprungliga spektrum.

Multiplicering av den mottagna signalen och signalen från samma pseudoslumpmässiga bruskälla (PRN) som användes i sändaren komprimerar spektrumet för den användbara signalen och utökar samtidigt spektrumet av bakgrundsbrus och andra störningskällor. Den resulterande förstärkningen i signal-brusförhållandet vid mottagarutgången är en funktion av förhållandet mellan bredbands- och basbandssignalens bandbredd: ju större spektrumspridning, desto större förstärkning. I tidsdomänen är detta en funktion av förhållandet mellan överföringshastigheten för den digitala strömmen i radiokanalen och överföringshastigheten för den grundläggande informationssignalen. För IS-95-standarden är förhållandet 128 gånger, eller 21 dB. Detta gör att systemet kan arbeta på en nivå av interferensstörningar som överstiger nivån för den användbara signalen med 18 dB, eftersom signalbehandling vid mottagarutgången kräver att signalnivån överstiger störningsnivån med endast 3 dB. Under verkliga förhållanden är störningsnivån mycket mindre. Dessutom kan utvidgning av signalspektrumet (upp till 1,23 MHz) betraktas som en tillämpning avtoder. En signal som utbreder sig i en radiobana är föremål för fädning på grund av utbredningens flervägsnatur. I frekvensdomänen kan detta fenomen representeras som effekten av ett notchfilter med en variabel notchbandbredd (vanligtvis inte mer än 300 kHz). I AMPS-standarden motsvarar detta undertryckningen av tio kanaler och i CDMA-systemet är endast cirka 25 % av signalspektrumet undertryckt, vilket inte orsakar några särskilda svårigheter att återställa signalen i mottagaren.

2. ANVÄNDA MATCHADE FILTER FÖR DEMODULERING AV KOMPLEXA SIGNALER

Sammansatta signaler som används i koddelningssystem, förutom en stor bas, kännetecknas av hög redundans, eftersom alla elementära signaler som används för att sända en binär kodsymbol bär samma information.

Mottagning av dessa signaler, såväl som mottagning av eventuella signaler med redundans, kan utföras element för element eller som en helhet. För system där ShPS används är mottagningen som helhet typisk. Endast genom att bearbeta den sammansatta signalen som helhet är det särskilt möjligt att utföra separat mottagning av strålar under flervägsutbredning och att realisera helt andra fördelar med kommunikation via BPS.

Mottagning av ShPS, såväl som alla andra signaler, utförs med hjälp av optimala mottagare som minimerar sannolikheten för fel. Det är känt att strukturen hos den optimala mottagaren beror på typen av modulering, såväl som på hur många signalparametrar som är kända vid mottagningspunkten (koherent eller inkoherent mottagning, etc.). I vilket fall som helst inkluderar den optimala mottagaren en korrelator eller matchat filter och en lösare. Låt oss överväga användningen av SF för att ta emot fasförskjutningsnycklade brusliknande signaler FMSPS (Fig. 2), som är en utbredd typ av komplexa signaler.

Det matchade filtret (fig. 2) koordineras med NPS, som överför information.

Om vi ​​använder NPS Uk(t), då SF:ns impulssvar

där a är någon konstant; T är varaktigheten för ShPS.

Låt oss anta att signalen Uk(t) används för att sända "1" i informationssekvensen, och den motsatta signalen -Uk(t) används för att sända "O" (sändning (med en aktiv paus).

Vi kommer att välja Barker-koden (Nе=7) som ShPS. Sedan

Vågformen Uk(t) visas i fig. 3. Matchade filter kan vara analoga eller diskreta. Flerfrekventa NPS bearbetas i flerkanaliga SF:er och för sammansatta signaler av FMSPS-typ används SF:er som är byggda på basis av en multitap delay line (MDL). Som MLZ används sektioner av koaxialkabel och ultraljudsfördröjningslinjer som använder ytakustiska vågor (SAW). Diskret-analoga SF:er baserade på laddningskopplade enheter (CCD) är också kända. MLZ-bandbredden får inte vara mindre än bredden på ShPS-spektrumet.

Om samplen i en diskret SF omvandlas till kodgrupper med hjälp av en ADC, förvandlas filtret till en digital SF. För att implementera digitala SF:er är det planerat att använda specialiserade stora och ultrastora integrerade kretsar (LSI och VLSI). Det matchade filtret har egenskapen invarians med avseende på amplituden, tidspositionen och initialfasen för signalen.

Figur 3 visar en analog linjär SF på en MLZ. På grund av inkluderingen av fasskiftare (PS) som visas i fig. 3 är ett sådant filter överensstämmande med Barter-kodsekvensen (NE = 7).

En liknande mottagningsmetod kan användas när signalformen Uk(t), början och slutet av intervallet och bärfrekvensen för HF-svängningen är kända. Endast den initiala fasen för bärvågen är okänd, men den är densamma för alla element i den sammansatta signalen (fig. 2). I det här fallet talar de om osammanhängande mottagande med koherent ackumulering. Mottagningens inkoherens beror på det faktum att det inte är själva signalen, utan dess envelopp, som matas till ingången på stroboskopet. Således implementerar SF den optimala metoden för att ta emot en känd signal med en osäker fas.

Figur 4a visar spänningen vid utgången av SF Ucph(t), som i realtid upprepar autokorrelationsfunktionen för NPS med vilken filtret är matchat. Jämförelse av Fig. 2 med Fig. 4, a tillåter oss att verifiera att SF har en signifikant effekt på NPS, och filtrets svar, som upprepar ACF för signalen, har liten likhet med själva signalen som verkar vid ingång från SF.

Figurerna 4, 6 visar spänningen vid utgången av enveloppdetektorn.

Frekvenskanalsdelning: Kärnan i metoden för frekvenskanaldelning är som följer. Eftersom varje verklig signal måste innehålla den överväldigande majoriteten av sin energi inom ett frekvensspektrum som är begränsat i bredd, vid organisering av flerkanalskommunikation, allokeras en viss del av det totala frekvensbandet som sänds av linjen för att sända signaler från varje enskild kanal. Således är sändningsanordningen för varje avsändare skyldig att skicka signaler till linjen, vars frekvensspektrum helt passar in i frekvensbandet som är allokerat till denna kanal. Vid den mottagande änden av varje kommunikationskanal skapas en uppsättning spänningar av alla frekvenser, som bildar en linjär flerkanalskommunikationssignal. För att isolera frekvensspänningar som representerar ett meddelande som tillhör en viss sändare och undertrycka spänningar av andra frekvenser, måste den mottagande enheten innehålla frekvensfilter. Frekvensfiltret för varje kanal kommer endast att passera frekvensspektrumet för sin kanal och kommer inte att passera frekvenserna för andra kanaler. Att separera signaler med frekvensfilter kallas frekvensdelning. Vid frekvensdelning är villkoret för frånvaron av ömsesidig interferens mellan kanaler att olika kanalers signaler måste placeras i icke-överlappande frekvensband, det vill säga att ingen av frekvenserna för en given kanal faller in i frekvensen band av andra kanaler. När man organiserar m-kanalskommunikation i mottagarenheten är det nödvändigt att ha samma antal frekvensfilter för att separera signaler från olika sändare. Konventionella oscillerande kretsar och bandpassfilter kan användas som frekvensfilter (till exempel i sändningsmottagare).

Tillfällig metod för kanaldelning: Pulsöverföringsmetoder möjliggör också organisering av flerkanalskommunikation med tidsdelning av kanaler. I tidsdelningssystem presenteras kommunikationslinjen växelvis för att sända signaler från olika sändare med hjälp av en roterande omkopplare (distributör). Distributören vid den mottagande änden väljer signaler efter tid, d.v.s. separerar signalerna från olika kanaler. I detta fall tilldelas varje kanal en viss del av den totala tiden för linjeanvändning. För att helt separera signalerna är det nödvändigt att omkopplarna P och P2 roterar med samma hastighet (synkront).

Dessutom måste omkopplarna samtidigt ansluta antingen det första paret av korrespondenter eller det andra (i fas) till linjen. Med andra ord, med tidsdelning sänds signaler som tillhör en given kanal i tidsintervall som är fria från signaler från andra kanaler. Förutsättningen för separerbarhet av signaler under tidsdelning är att signalerna från olika kanaler inte överlappar varandra i tid: Det är intressant att överväga fallet när signaler från olika kanaler inte bara sänds samtidigt, utan också sammanfaller i form. dvs deras frekvensspektra överlappar varandra. Signalerna skiljer sig endast i storlek (till exempel amplitud). Låt det finnas ett trekanalssystem med signalseparation efter amplitud. Låt oss komma överens om att signalerna från den första kanalen sänds med (amplitud Si = l, den andra kanalen - med en amplitud s2 = 2, och signalerna från den tredje kanalen sänds i pulser med en höjd av s3 = 3. Det visar sig att ett sådant val av signalnivåer för olika kanaler inte tillåter att de separeras på plats. Faktum är att om till exempel en signal med nivå 5 = 3 tas emot, så är det omöjligt att säga om detta motsvarar sänd signal för tredje kanalen 5 = s3 = 3 eller summan av signalerna för andra och första kanalen 5 = s2 + S = 2 + 1 = 3. För att bilda separerbara signaler är det nödvändigt att välja signalnivåerna enl. en viss regel.Låt oss uppmärksamma det faktum att i det enklaste fallet med en tvåkanalig linje kan signalerna för båda kanalerna S och s2 alltid separeras om bara deras amplituder skiljer sig från varandra , den första kanalens signal, förstärkt med K gånger, subtraheras från summan av signalerna. Således kan separeringsanordningen konstrueras i enlighet med blockschemat. Strömmen flyter genom dioden när signalspänningen inte överstiger spänningsvärdet.

Maxbegränsaren kan implementeras enligt diagrammet. Här kommer ström att flyta genom dioden endast när signalspänningen är större än spänningen. Resistansen R är vald så stor att när ström flyter genom den och dioderna kan spänningsfallet över dioderna negligeras. Med andra ord, när ström flyter genom dioden, minskar utspänningen kraftigt, d.v.s. den är begränsad. Valet av gränsnivåer bestäms av det erforderliga värdet, samt signalnivåerna. Genom att justera spänningen kan du ställa in vilken begränsningsnivå som helst. Det bör noteras att i detta fall visade sig signalseparation endast vara möjlig med användning av icke-linjära element - begränsare. (Icke-linjära element förstås som de där strömberoendet på spänningen skiljer sig från direkt proportionalitet). Kombinationsseparation: Finns det några andra funktioner som kan användas för att separera signaler? Ur denna synvinkel är det användbart att bekanta sig med den så kallade kombinationsseparationen. Låt oss börja igen med det enklaste fallet med ett tvåkanalssystem. Låt båda kanalerna fungera i binär kod med element 0 och 1; i detta fall är fyra olika kombinationer av signaler möjliga i båda kanalerna: om en signal lika med 1 tas emot är det inte känt vilken kanal den tillhör. Alla fyra kombinationerna är dock olika. Därför, istället för den totala signalen, kan kombinationsnumret sändas, eftersom detta nummer unikt identifierar signalerna för varje kanal. Uppgiften handlar om att överföra fyra nummer, och dessa nummer kan överföras på olika sätt (med valfri kod och modulering). Med sådan överföring är den linjära signalen en reflektion av en viss kombination av signaler från olika kanaler.

Separering av signaler baserat på skillnader i kombinationer av signaler från olika kanaler kallas kombinationsseparation. Ett välkänt exempel på Raman-separation är systemet med tvåkanalsfrekvenstelegrafi (DCF). Fyra olika frekvenser används för att sända fyra signalkombinationer. I det allmänna fallet med ett M-kanalsystem kommer basen av koden att kräva sändning av en linjär signal bestående av N = nM olika kombinationer. Varje kombination kommer att motsvara signalen för en specifik kanal. Både i fall av frekvens- och tidsseparation, och i fall av separation baserad på andra egenskaper, antogs att separeringsanordningarna helt separerar olika kanalers signaler. Men under verkliga förhållanden finns det alltid ömsesidig interferens mellan kanaler. Vi kommer nu att gå vidare till att klargöra arten av dessa störningar.

Ömsesidig interferens mellan kanaler: Med tanke på möjligheten att helt separera signaler efter deras frekvens, handlar uppgiften om att skapa idealiska frekvensfilter som bara skulle svara på sinusformade svängningar i ett visst frekvensband och inte alls skulle svara på svängningar av andra frekvenser. Frekvensmetoden för signalseparation baserades ursprungligen på fenomenet harmonisk resonans i en oscillerande krets. Resonans är egenskapen hos en oscillerande krets att reagera starkast på harmoniska (sinusformade) svängningar som ingår i ett visst band nära dess resonansfrekvens och att reagera med mindre intensitet på svängningar av andra frekvenser. Kretsens egenskaper som ett selektivt element beskrivs ganska fullständigt av dess frekvenssvar, d.v.s. beroendet av storleken på svaret, till exempel spänningen vid kretsutgången, på frekvensen av den pålagda spänningen vid ingången. Frekvenserna för intilliggande kanaler som passerar genom kretsen stör mottagningen av den användbara signalen. En viss minskning av störeffekten erhålls när man använder ett system av kopplade kretsar som ett frekvensfilter.

I det här fallet försvagas spänningarna hos de störande frekvenserna kraftigare än av en enda krets. Men även här är det inte möjligt att helt undertrycka den störande effekten. Därför, när man designar flerkanalslinjer i verkliga förhållanden, är det nödvändigt att ta hänsyn till den störande effekten mellan kanaler. För att minska ömsesidig störning mellan kanalerna lämnas så kallade skyddsband. Närvaron av ömsesidig störning leder till en minskning av kommunikationslinjens kapacitet, såväl som en minskning av kapaciteten för varje kanal. Ömsesidig interferens mellan kanaler uppstår också när signaler separeras i tid. Varje kommunikationslinje innehåller till sin fysiska natur element som kan ackumulera elektrisk energi. Vid sändning av signaler manifesterar denna ackumulerande egenskap hos linjen sig i sin "tröghet". Sådana tröghetselement är till exempel trådarnas induktans och kapacitansen mellan dem när de sänds över trådkommunikationslinjer. Låt summan av signalerna verka vid ingången till en trådbunden tvåkanalslinje. Då, på grund av närvaron av induktans och kapacitans i linjen, kommer formen på utsignalerna att bli märkbart förvrängd. Ju större kapacitans och induktans ledningen har, desto starkare blir distorsionen. Distorsion orsakas av det faktum att energin som lagras i linjen från signalen från den första kanalen summeras vid linjeutgången med energin från signalen från den andra kanalen. Kapaciteten hos en flerkanalslänk är således begränsad även i frånvaro av någon annan interferens än interkanalinterferens. Från exemplen ovan blir det tydligt att när man organiserar flerkanalskommunikationslinjer är det nödvändigt att vidta ytterligare åtgärder för att minska ömsesidig interferens mellan enskilda kanaler.

kommunikation radiovåg frekvens radiostation

På frekvensuppdelning(PDK) vart och ett av meddelandena som ska sändas upptar frekvensbandet för standard PM-kanalen. I processen att bilda en gruppsignal tilldelas varje kanalsignal ett frekvensband som inte överlappar med andra signalers spektra. Sedan det totala frekvensbandet N-kanalgruppen kommer att vara lika med . Om vi ​​antar att enkelsidbandsmodulering används och varje kanalsignal upptar ett frekvensband, får vi för spektrumet för gruppsignalen

Gruppsignalen omvandlas till en linjär signal s l (t) och sänds över en kommunikationslinje (överföringsväg). På den mottagande sidan, efter omvandling av en linjär signal till en gruppsignal, använder den senare bandpasskanalfilter F TILL(se fig. 11.1) med bandbredd och demodulatorer D TILL konverteras till ett kanalmeddelande, som skickas till meddelandemottagarna.

Till ingången på den mottagande enheten i-th kanal signalerar samtidigt från alla N kanaler. För att separera signaler utan ömsesidig störning, vart och ett av filtren Ф i måste passera utan dämpning endast de frekvenser som hör till en given i-th kanal; signalfrekvenser för alla andra kanaler filter F i måste undertrycka. På grund av de ofullkomliga egenskaperna hos bandpasskanalfilter uppstår ömsesidig transient interferens mellan kanalerna. För att minska denna störning till en acceptabel nivå är det nödvändigt att införa skyddande frekvensintervall mellan kanalerna. I moderna flerkanaliga telefonkommunikationssystem tilldelas varje kanal ett frekvensband på 4 kHz, även om frekvensspektrumet för sända talsignaler är begränsat till ett band på 300...3400 Hz, dvs signalspektrumets bredd är 3,1 kHz. Så i detta fall = 0,9 kHz. Detta innebär att i flerkanalssystem med FDM används ungefär 80 % av överföringsvägens bandbredd effektivt. Dessutom är det nödvändigt att säkerställa en mycket hög grad av linjäritet för hela gruppvägen.

På tidsindelning av kanaler(VRK) gruppväg med hjälp av synkrona omkopplare av sändaren och mottagaren tillhandahålls växelvis för att sända signaler från varje kanal i ett flerkanalssystem. Blockschemat för ett flerkanaligt överföringssystem med TRC visas i fig. 11.2.

Som kanalsignaler i system med TRC används sekvenser av modulerade pulser som inte överlappar i tid (till exempel i amplitud). Kombinationen av kanalsignaler bildar en gruppsignal.

Med tidsdelning är även överhörning mellan kanaler möjlig, vilket främst beror på två anledningar. Det första skälet är ofullkomligheten i frekvenssvaret och fassvaret för överföringsvägen, och det andra är ofullkomligheten i synkroniseringen av omkopplarna på sändnings- och mottagningssidorna. För att minska nivån av ömsesidig störning under digital radiosändning är det också nödvändigt att införa skyddande tidsintervall. Detta kräver att pulslängden för varje kanal reduceras och, som ett resultat, utökas spektrumet av signaler. I flerkanaliga telefonkommunikationssystem är således bandet av effektivt använda frekvenser F B=3100 Hz. I enlighet med Kotelnikovs samplingssats, minimivärdet för samplingsfrekvensen f D = 2f B= 6200 Hz. Men i verkliga system väljer de f D=8 kHz (med en marginal).

Teoretiskt sett är TDM och FDM likvärdiga när det gäller effektiviteten av att använda frekvensspektrumet, men i verkliga förhållanden är system med TDM något sämre än system med FDM i denna indikator på grund av svårigheterna att minska nivån av ömsesidig interferens vid separering signaler. System med VRC har dock en obestridlig fördel på grund av det faktum att de, på grund av den olika timingen för signalöverföring från olika kanaler, inte innehåller transient interferens av olinjärt ursprung. I VRK-system är toppfaktorn lägre. Dessutom är VRK-utrustningen mycket enklare än PRK-utrustningen. Den mest utbredda användningen av VRC är i digitala överföringssystem med PCM.

Ett specialfall av tidsdelning är fasseparation av signaler, i vilken endast tvåkanalsöverföring kan tillhandahållas.

I allmänhet kan signaler som upptar ett gemensamt frekvensband och sänds samtidigt separeras om deras linjära oberoende eller ortogonalitetsvillkor är uppfyllda.

Dessa krav är uppfyllda signaler som varierar i form. Digitala flerkanalssystem med formseparation använder ortogonala sekvenser i form av Walsh-funktioner. En generalisering av formdelningen är asynkrona-adress kommunikationssystem(AASS). I sådana system är kapacitetsreserver som uppstår från "lågt aktiva" abonnenter lätt att realisera. Så, till exempel, är det möjligt att organisera ett 1000-kanals kommunikationssystem där 50-100 abonnenter av tusen sänder samtidigt.

På kombinerad separationsmetod Gruppsignalen är en visning av vissa kombinationer av diskreta kanalmeddelanden med siffror som motsvarar kombinationsnumret. Dessa nummer kan sändas med hjälp av vilken typ av diskreta moduleringssignaler som helst. Till exempel för binära koder (m=2) och antal kanaler N=2 gruppmeddelandet kan anta möjliga värden som motsvarar olika kombinationer av nollor och ettor: 00, 01, 10, 11. För N-kanalsystem kommer att kräva olika värden på den modulerade parametern (frekvens, fas). I det allmänna fallet kan flera bärvågsparametrar moduleras samtidigt, till exempel amplitud och fas, frekvens och fas, etc. Blockschemat för ett flerkanalssystem med kombinations(kod)separation (komprimering) visas i fig. 11.3 .

Fig. 11.3. Blockschema över ett flerkanalssystem med kombinationstätning

Den senaste tiden har intresset för system varit stort amplitud-fasmodulering(AFM), som kan implementeras av en kvadraturmodulationskrets. I AFM-system, under överföringsintervallet för en elementär signal, tar dess fas och amplitud värden valda från ett antal möjliga diskreta värden på amplituder och faser. Varje kombination av amplitud- och fasvärden representerar en av flerpositionsbasbandsvågformerna. AFM-signaler kan också genereras genom flernivåamplitud- och fasmodulering av två kvadratursvängningar (fasförskjutna) av bärvågsfrekvensen.

Under de senaste åren har teorin också utvecklats framgångsrikt signalkodstrukturer(SKK), som syftar till att öka överföringshastigheten och brusimmuniteten under betydande begränsningar av energi och upptaget frekvensband. Frågor om teorin om SCM diskuteras i kapitel 11.