Hybrid effektförstärkarkretsar. Hybrid linjär kv effektförstärkare
När man upprepar liknande "hybrid" effektförstärkare, ställs många radioamatörer inför ett sådant problem att effektförstärkaren på två GI-7B-lampor som till exempel föreslagits av S. Voskoboynikov, (UA9KG) "inte ger ut" den föreskrivna 600 watt. Låt oss försöka förstå exemplen och misstagen som fler radioamatörer gör i artikeln nedan.
Önskan att uttrycka mina tankar om ett sådant, i allmänhet, inte ett nytt ämne som en hybrideffektförstärkare, dök upp efter att ha läst artikeln och baserat på min erfarenhet. De prestandaegenskaper som författaren till denna artikel har gett är tyvärr inte möjliga. I synnerhet kommer uteffekten för detta steg, i den version som den publiceras i, inte att överstiga 360W. Att få sådan kraft från två GI-7B-lampor, milt uttryckt, är irrationellt. Så varför "ger inte denna kaskad tillbaka" de 600 W som utlovats av författaren? Låt oss kort överväga hur denna kaskad fungerar, Fig. ett.
Till att börja med bör det påminnas om att GI-7B-lampor, förresten, som de flesta mikrovågstrioder av keramisk metall, är lampor med en "genomsnittlig" anod-rutnätsegenskap. För att få en viloström på 30 ... 40 mA per lampa, med en driftanodspänning på cirka 2 kV, är det nödvändigt att applicera en negativ förspänning på nätet - 25 V eller, vilket är detsamma, ge en positiv potential till katoden med samma värde. Exciteringsspänningen som appliceras på basen av transistorn VT1 öppnar den med en positiv halvvåg. Spänningen på kollektorn och följaktligen på lampans katod minskar, vilket leder till att strömmen genom lampan ökar.
Den negativa halvvågen stänger transistorn, kollektorspänningen ökar, strömmen genom lampan minskar, eftersom. potentialskillnaden för katod-gallersektionen ökar. Ur synvinkeln av kaskadens energi är vi bara intresserade av den positiva halvvågen av excitationsspänningen, på grund av det faktum att den negativa halvvågen, när lampans ingångskarakteristik är idealiserad, inte orsaka en anodström och ligger i gränsområdet.
Slutsatsen antyder sig själv: amplituden för RF-spänningen på kollektorn, och, precis, det är excitationsspänningen för lampan, ligger mellan två gränsförhållanden. Nedan är mättnadsspänningen på kollektorn (eller katoden) vid vilopunkten, ca 25V.
Av detta är det tydligt att amplituden för RF-spänningen vid lampans katod är lika med:
(1) U till ex. = U n k-e - U k-e us.
Spänning U k-e us. beroende på typ av transistor är 0,5 ... 2,5V. I praktiken bör det väljas minst 5V, eftersom vid lägre kollektorspänningar tenderar transistorns förstärkande egenskaper till noll. Värdet på U k-e us. det finns en spänning på kollektorn (katoden) för en given viloström i en krets med galvaniskt jordat nät.
I vårt exempel, U n k-e - 25V. I det allmänna fallet tas detta värde från lampans ingångsegenskaper. Genom att ersätta dessa kvantiteter i formel (1) får vi U till ex - 20 V. Vidare är det inte svårt att beräkna effekten som avges av kaskaden. Anodströmpulsamplitud:
(2) I till A max. \u003d U till excitation x S \u003d 2 0 x 46 \u003d 0,92 A, där:
- S är den totala lutningen för de två lampornas egenskaper.
Den konstanta komponenten av anodströmmen:
(3) I ao \u003d I a max x K o \u003d 0,92 x 0,33 \u003d 0,3A. där Ko = 0,33 är expansionskoefficienten för cosinuspulsen för en brytvinkel på 90 grader, (klass B) och med hänsyn till lampans viloström.
Ström tillförd till lampans anodkrets, U a = 2 kV:
(4) P sub = I a o x U a = 0,3 x 2000 = 600 W.
Om vi antar att kaskadens effektivitet är cirka 60%, får vi effekten i lasten P n \u003d P sub x effektivitet \u003d 600 x 0,6 \u003d 360 W.
Det är tydligt att den mottagna effekten i lasten sannolikt inte kommer att passa. Hur ökar man kraften? Trots allt ger samma lampor, i det klassiska schemat med ett gemensamt rutnät, upp till 1 kW till lasten. Från analysen av kretsen kan det förstås att huvudparametern som begränsar effekten är exciteringsspänningen U ex. vilket i sin tur är relaterat till lampans förspänning.
Det är tydligt att transistorn arbetar i ett mycket irrationellt läge, med kollektoreffekt. Du kan öka denna spänning genom att minska förspänningen vid basen av transistorn, men då kommer viloströmmen att minska oacceptabelt och kaskaden växlar till läge C. Här kommer vi till huvudidén. Betrakta en något modifierad version av kretsen, Fig.2.
Fig.2.
Som du kan se är upplägget nästan så här. Är det så att en positiv (!) Bias appliceras på nätet, och det jordas via HF genom blockerande kondensatorer C bl.
Vad har förändrats för lampan? Absolut ingenting. I själva verket, för att erhålla samma viloström, måste potentialskillnaden för katod-nätsektionen förbli densamma. Det förblev som sådant, men potentialerna för katoden och gallret i förhållande till den gemensamma tråden ökade med Ucm. Men för transistorn har det skett mycket betydande förändringar. Spänningen på dess kollektor ökade med Ucm. och blev:
(5) U "to-e \u003d U to-e - U see, where:
- U k-e - spänning för kretsen i Fig. 1.
Med andra ord; vi lyckades höja spänningen på kollektorn (katoden) utan att ändra lampans viloström. Nu kan du överväga ett mer komplett kretsschema för slutsteget, Fig.3.
Fig.3.
Motstånd R1 (i nätkretsen) är inte involverad i driften av kaskaden och är utformad för att ge galvanisk anslutning med "jorden" i mottagningsläget. Värdena för basavdelaren R3 ... R5 anges inte, eftersom spänning på TX-bussen??? olika i olika utföranden.
Den ström som flyter genom avdelaren, för att säkerställa normal termisk stabilisering av arbetspunkten, måste vara minst
(0,01...0,15) * I till max.= 100 mA.
Några ord om valet av värdet på U, se. Det kan inte höjas i det oändliga> för vid en konstant viloström ökar också spänningen U "k-e. Detta värde kan bestämmas utifrån olikheten:
du ser< U n to-e add. - U k-e, där:
- U n to-e add.- den högsta tillåtna spänningen på kollektorn (referensvärde);
- U k-e - kollektorspänning för en given viloström i en krets med ett galvaniskt jordat nät (från lampans ingångsegenskaper).
Zenerdioden skyddar transistorn från fel i det ögonblick då transistorns bas är närvarande! negativ halvvåg av exciteringsspänningen. Dessutom, i mottagningsläget, är kaskaden stängd och "bruser inte".
Valet av stabiliseringsspänning görs från villkoret:
U st< = U n k-e tillägg.
Låt oss beräkna kraften hos den modifierade kaskaden.
U "to-e \u003d U to-e + U cm \u003d 25 + 35 \u003d 60B< U k-e tillägg.+ 65V;
U till exc \u003d U "k-e - U k-e us. \u003d 60 - 5 \u003d 55V;
I till en max \u003d U excitation x S \u003d 55 x 46 \u003d 2,53A;
R subv \u003d I a max x A o \u003d 2,53x0,33 \u003d 0,84A;
P sub = effektivitet x P sub = 1000 W;
R a races \u003d R sub - R n \u003d 1680 - 1000 \u003d 680< Р а доп = 700 Вт.
Därmed ser vi att effekten, jämfört med originalversionen, nästan har tredubblats. I det här fallet används lampornas kraftreserv nästan helt.
Det bör noteras att denna kaskad fungerar med nätström. Därav följer att nätspänningskällan måste vara stabiliserad och ha tillräcklig lastkapacitet - 200mA. Av någon anledning, bland radioamatörer, är åsikten fast rotad att nätströmmen i lampan i slutsteget är nästan en katastrof. Detta är naturligtvis inte sant.
Denna åsikt etablerades förmodligen på den tiden då de allra flesta radioamatörer använde lampor som GU19, GU29, GU50, etc. Dessa lampor är faktiskt inte konstruerade för att fungera med nätströmmen, eftersom när nätspänningarna går in i det positiva området, bryts linjäriteten hos anod-nätkarakteristiken kraftigt. Dessutom utvecklar dessa lampor namnskyltkraft utan nätströmmar. En annan sak är mikrovågslampor av keramisk metall i serierna GI6B, GI7B, GS23B, GS35B, etc. Dessa lampor är speciellt designade för att fungera med nätström och utvecklar namnskyltkraft endast när den är tillgänglig.
Avslutningsvis några ord om att mäta uteffekten av "hybriden". Det kommer endast att vara begränsat till kontrollen av anodströmmen vid exciteringstoppen, och då, med hänsyn till effektiviteten, kommer det inte alltid att vara korrekt att beräkna uteffekten i vissa fall. Detta är förmodligen vad författaren till den här artikeln gjorde.
Faktum är att från en viss nivå av exciteringsspänning fortsätter ökningen av anodströmmen, och RF-spänningen vid motsvarande belastning ökar inte, ofta till och med sjunker. Detta förklaras av det faktum att positiva halvvågor introducerar transistorn i ett tillstånd av mättnad. Detta är inte utseendet på en nätström, som ibland kan höras i luften. Till exempel, i förstärkaren enligt kretsen i fig. 1, kan det i princip inte finnas någon nätström, men denna effekt bevaras ändå.
Ju större amplituden av excitationsspänningen är, desto längre är transistorn i mättnad, resistansen i emitter-kollektorövergången minskar mer och mer, strömmen genom lampan ökar och det finns ingen ökning av spänningen på motsvarande. Därför bör i alla fall RF-spänningen vid dummylasten övervakas. Kaskadens effekt bör ställas in 10...15 % lägre än det maximalt möjliga, genom att på lämpligt sätt reducera exciteringsspänningen.
Några ord om förstärkarens design. Det finns inga ytterligare designkrav. Lamporna är placerade på en metallplatta, som i sin tur är monterad på fyra högspännings-KVI-kondensatorer med gängade fästelement.
Kondensatorerna är placerade vid plattans fyra hörn. Konstruktionsmässigt fungerar kondensatorerna som stödstolpar och blockerar samtidigt. Slutstegets ingångsimpedans är cirka 30 ohm. Denna omständighet ökar på ett visst sätt dess stabilitet, men kräver att vissa åtgärder vidtas i samordning med föregående steg av sändaren eller transceivern.
Parametrarna för P-kretsen, anodchoken och andra designfunktioner ges inte, eftersom författaren fokuserar på metoden för kaskodomkoppling på förstärkarsteget.
G. Panov, (UA3AUP)
Litteratur:
1. S. Voskoboynikov "Power Amplifier" - Radioamatör.
Hybrid ljudförstärkare, som visas i diagrammet nedan av många musikälskare, anses vara en av de bästa enheterna av denna typ, som har absorberat allt det bästa som ett rör och transistor UMZCH kan ge maximalt. Det låter som en push-pull triod, men basen är mycket rikare, snabbare, skarpare och mer solid. Mellanbandet är transparent med uttalade detaljer, de övre frekvenserna är utan några föroreningar som transistorenheter syndar med. Jag har länge funderat på att montera en high-end effektförstärkare. Efter att ha gått igenom olika alternativ för kretsar, som det finns väldigt många av på Internet, var det detta kretsschema som väckte mer uppmärksamhet.
I allmänhet, som grund, passade en sådan schematisk lösning mig absolut, men senare, under installationen, blev det nödvändigt att modernisera den lite. Kretsen är vacker, men det fanns inte tillräckligt med skyddsfunktioner. Därför har jag först och främst lagt till ett skydd som ger en mjukstart av förstärkaren när nätspänningen slås på. Förbättrade funktionen som utför automatisk spänningsförspänning på MOSFET IRFP140 och IRFP9140 transistorer. I den ursprungliga författarens design förlorades spänningen från lampornas utgång avsevärt i förspänningskretsen med lågt internt motstånd. Först efter att jag ökat dess totala resistans i storleksordningen upp till flera hundra kOhm, ökade amplitudsvängningen vid utgången till 30v. p>
I sista hand hybridförstärkare Ger en uteffekt på upp till 200W per kanal när den drivs i 4 ohm. Baserat på det faktum att enhetens slutsteg fungerar i klass A, förutsåg jag installationen av kylflänsar för fälteffekttransistorer i förväg och en extra fläkt för att kyla radiatorerna. När det gäller tekniska och ljudparametrar är denna krets väldigt lik den välkända hybrideffektförstärkaren Magnat RV3. Den väsentliga skillnaden mellan denna förstärkare och Magnat är att bipolära transistorer av kisel är implementerade i de senares slutsteg, och i detta arbetar slutsteget på fälteffekttransistorer. Det var användningen av MOSFET-transistorer som eliminerade behovet av att installera ytterligare matchande kanaler, endast kondensatorer som övergångselement.
På tal om enheter som rör-transistorförstärkare, det är värt att notera att huvudmålet är att få hög uteffekt, inte för högtalarnas skull, utan för att återge högkvalitativt, naturligt ljud. Det är också värt att notera en annan designfunktion hos enheten. För att förse rörförstärkarmodulen med matningsspänning användes en switchande strömförsörjning med en konstant utspänning på 6,3v och 270v, vilket ledde till att det var möjligt att ta bort den lågfrekventa bakgrunden så mycket som möjligt och drastiskt minska ljudnivån.
Viktig notering! Det schema som presenteras här, som nämnts ovan, användes som grund. Därför har alla som eventuellt planerar att upprepa det möjlighet att förbättra det på sitt eget sätt. Jag vill också tillägga att jag under testprocessen bestämde mig för att helt ta bort kaskaden som är installerad mellan kondensatorerna och fälteffekttransistorerna. För tillfället är en kaskad installerad som ställer in offset på grindarna. Huvudelementen i denna kaskad är variabla, multi-turn resistorer, såväl som zenerdioder, det kan vara nödvändigt att ersätta de konstanta stabilisatorerna med justerbara.
transkript
1 Hybridförstärkarkrets. E. Vasilchenko, Kazan. Juni 2002 I denna artikel bestämde jag mig för att överge den allmänt accepterade regeln att skriva tekniska, vetenskapliga och pseudovetenskapliga artiklar som kräver presentation i tredje person. Reflektioner över ljudåtergivningsanordningarnas roll i vårt liv ledde mig till slutsatsen att de kreativa, känslomässiga aspekterna av detta problem inte är mindre viktiga än de tekniska (även om de inte ersätter den ena med den andra). I teknikens värld, 100 % formaliserad, finns det ingen plats för författarens känslor. Den vetenskapliga världen har många fler frihetsgrader, allvarliga passioner kokar i den, och ibland orsakar de akademiska linjerna "det undersöktes, det visades" en storm av entusiasm eller indignation hos de invigda. Denna tradition, överförd till populära tekniska publikationer, spelade ett grymt skämt på lågfrekventa radioamatörer, som till stor del förutbestämde den moderna situationen. Medan de senaste årens tidningar pratar om vinyl- och tubrenässansen är det dags att undra var vi alla tittade innan? Det fanns trots allt folk som aldrig lade signaltransformatorer på hyllan och inte tog lampor till papperskorgen. Jag håller på mitt skrivbord, okänt hur, ett urklipp från tidningen Radio med en redaktionell artikel för 35 år sedan med undertiteln "Från XI:s vetenskapliga och tekniska konferens i IRPA" som kom till mig. Utan kommentarer kommer jag att citera ett utdrag: I konferensdeltagarnas rapporter och anföranden kritiserades skarpt cheferna för enskilda företag som fortfarande fortsätter att producera mottagare och radiogram, vars kostnad är högre än försäljningspriset. Stora uppgifter står inför radiobranschens företag under den nuvarande femårsperioden. Först och främst är det nödvändigt att öka produktionsvolymen. Om för perioden 21,5 miljoner radioapparater och radioapparater såldes, då under åren. det är planerat att sälja 30 miljoner. Men en kraftig ökning av produktionen och uppgifterna att sälja produkter ställer krav på ständig förbättring av modeller, ökad tillförlitlighet och ljudkvalitet, förbättring av deras utseende, design, arkitektoniska former, färger, användarvänlighet och kostnadsminskning. Detta innebär att det är nödvändigt att organisera produktionen på ett sådant sätt, att hitta sådana tekniska och organisatoriska lösningar som skulle bidra till att snabbast introduceras i produktionen av modeller som i alla avseenden är på världsnivå. Arbetet som utförs i IRPA och designbyråerna för de ledande fabrikerna, liksom erfarenheten av produktionsverksamheten för alla företag i branschen, visar att dessa uppgifter löses genom transistorisering och enande av sändningsutrustning. För perioden 1966 till 1970 är det planerat att överföra alla radiogram av den första, andra och tredje klassen till transistorer. De enda undantagen kommer att vara monofoniska och stereofoniska radioapparater i toppklass, som även fortsättningsvis kommer att produceras på lampor. Transistorisering av hushållssändningsutrustning kommer avsevärt att minska dess dimensioner, öka tillförlitligheten med 1,5-2 gånger och få påtagliga besparingar i el och material. Det beräknas att som ett resultat av transistorisering kommer besparingarna på grund av minskningen av materialkostnaden för året att uppgå till 2,5-3 miljoner rubel. Dessutom ska 170 miljoner kWh el per år sparas. Radio, 1966, 8, sid. 21. "Fokus ligger på transistorisering och kvalitet", skriver en okänd författare. Varje gång jag delar min erfarenhet med läsare eller samtalspartner kommer jag ihåg den här artikeln. Skapandet av ljudutrustning är ett unikt område för mänsklig aktivitet, där nästan alla personer som vet hur man hanterar en plocka och ett metallbearbetningsverktyg, till bästa av sina kvalifikationer, kan uppskatta värdet av idéerna i designen. Därför måste beskrivningen eller presentationen av idén personifieras och separeras från redaktionens eller kamraternas åsikter i butiken. Den opersonliga formeln "man kan sluta sig till" måste vika
2:a plats ärlig "tror jag". Efter bästa förmåga kommer jag att försöka genomföra ovannämnda konferenss beslut med detaljerade kommentarer. Historien om skapandet av förstärkaren som beskrivs här började för ganska länge sedan, mer än 10 år sedan. På den tiden fanns det fortfarande ingen inhemsk audiofil press, bara ett fåtal utvalda hade tillgång till Internet, och biblioteken hade redan slutat ta emot utländska tidskrifter. Den huvudsakliga och mest populära informationskällan genom tröghet förblev tidskrifterna "Radio" och PTE (Instrument and Experimental Techniques). När nästan alla kända transistor-UMZCH-kretsar under de senaste 20 åren har upprepats och testats med gehör, uppstod frågan: "Vad ska jag göra härnäst?" Det kan inte sägas att i hela massan av scheman och mönster fanns det inget värdigt. Varje år kom en ny ledare. Den första milstolpen i masstransistoriseringen av amatördesigner var utan tvekan "högkvalitativ förstärkare", S. Bat, V. Sereda. Det var det första "folkets" UMZCH. Det var faktiskt en operationsförstärkare med hög effekt. Utvecklingen av detta ämne förefaller mig nu vara en återvändsgränd. Allt som är bra för att driva elmotorer och andra ställdon är inte bra för ljudförstärkning. En sådan konstruktion visade sig vara ovanligt seg och replikerades i dussintals varianter, trots det dåliga ljudet. Transistorförstärkarna från de åren vann inte kriget med rör alls. Dessa lampor gav upp nyckelpositioner utan kamp. När man bläddrar igenom rörtidernas "Radio" kan man inte låta bli att bli förvånad över hur väl författarna implementerar besluten från den nämnda konferensen. Det var bara det att högkvalitativa rörförstärkare inte verkade existera utan "småstora ULF", "ULF med ökad effektivitet" etc. presenterades i mängder. Rörtemat i masspublikationer var dödsdömt, och efter några år blev unga radioamatörer förbryllade när de stötte på en jämförelse av den ena eller den andra enheten med rörmonster. Underlägsenheten hos amatörtransistorförstärkare under dessa år var ingen hemlighet för någon. Men utvecklarna arbetade outtröttligt, och i slutet av 70-talet fanns det redan ganska anständigt klingande förstärkare. Fram till 1965 tillverkades de flesta Telefunken, Grundig, Fisher-förstärkare enligt rörkretsar: med mellanstegstransistorer, på germaniumtransistorer med enkel ledning. Efter 1965 gick tillverkarna gradvis över till kiseltransistorer. Den karakteristiska kretstopologin för tiden illustreras av Beomaster 3000, Uher CV-140. Med tillkomsten av kraftfulla komplementära transistorer på 70-talet började förstärkare byggas enligt symmetriska kretsar. En av de första representanterna för denna trend var JBL-förstärkaren, som släpptes 1967. Därefter användes sådana kretsar av SAE, McIntosh, Hafler. Samtidigt dök kretsar med differentialförstärkare upp. Det är konstigt att kännare noterar det bästa ljudet av europeiska förstärkare, där differentiell uppbyggnad av slutsteget inte användes, till skillnad från förstärkare från japanska och amerikanska företag. Redan i mitten av 70-talet började integrerade kretsar (Braun A301) användas i stor utsträckning. De nämnda förstärkarna förtjänar detaljerad analys och till och med upprepning. Men låt oss återgå till scheman som inhemska amatördesigners kunde se och upprepa. Detta är Quad-405, vars schema publicerades i Wireless World 1978 och är bekant för oss från O. Reshetnikovs artikel i decembernumret av Radio 1979. Utan tvekan är den mest kända förstärkaren Michael Wiederhold, som först beskrevs 1977 i Radio fernsehen electronic. I olika varianter publiceras detta schema redan nu ("Radio" 4/78, "Radio" 6/89, "Radio" 11/99). Tack vare M. Othalas och Marshall Leachs arbete under åren blev förstärkare av med en av de specifika typerna av TIM-distorsion som orsakades av den begränsade hastigheten hos transistorsteg. Ungefär samtidigt dök verk av A. Mayorov och P. Zuev upp på dynamiska distorsioner i förstärkare. Många minns A. Vitushkins bra, men inte den enklaste, förstärkare från julinumret av Radio 1980. A. Syritsos bryggförstärkare lät väldigt bra (särskilt från "Radio" 11/82). Många intressanta kretsdesigner publicerades i PTE-samlingar. När högspännings- och högfrekventa p-n-p-transistorer dök upp blev förstärkarna mer och mer bredbandiga, kraftfulla, linjära. Problemet med otillfredsställande ljud som helhet förblev dock olöst.
3 lösta. Artikeln "The Phenomenon of Transistor Sound" satte bränsle på elden. Låt mig påminna om att författarna jämförde olika förstärkare i en ganska bra miljö (studioljudåtergivningsenheter och en professionell spektrometer) och utifrån sina observationer drog slutsatserna som ges här: Av allt ovanstående kan vi dra följande slutsatser : - "transistor"-ljud är inte en obligatorisk egenskap hos transistorförstärkare LF; dess natur ligger tydligen i ofullkomligheten hos dessa förstärkare; - "transistor"-ljud försvinner när den harmoniska koefficienten sjunker till 0,03 0,04% i hela driftfrekvensområdet; - med en modern elementbas kan den angivna gränsen för den harmoniska koefficienten endast uppnås med ett tillräckligt djup av det totala miljöskyddet. Nu, när numreringen av våra egna utvecklingar av förstärkare har överskridit de andra tio, är det lätt att skälla ut författarna för den felaktiga formuleringen av problemet, men för 20 år sedan, liksom många amatörer, verkade det för mig som ett recept på gott. ljud hade hittats. Du kan helt enkelt, ignorera den långa svansen av distorsioner, krossa dem med djup OOS, plus några ytterligare åtgärder. "Nullloppet" började. Åttiotalet blev en svart rand för ljudkretsar. För att inte vara ogrundad kommer jag att kommentera citaten. Författarna letade efter "transistorljudsfenomenet" i djupåterkopplingsförstärkare, vilket är besläktat med att leta efter en svart katt i ett mörkt rum. Det verkar som att om uppsättningen dessutom skulle innehålla en förstärkare vardera, rör och transistor, utan en gemensam OOS, skulle resultaten av experimentet inte vara så entydiga. Den första jämförelseledaren var förstärkaren som satts ihop av M. Leach. Detta är inte förvånande, det är verkligen den bästa i den här klassen (det vill säga i klassen av kraftfulla operationsförstärkare). Dessutom betonade M. Leach själv rollen för förstärkarens strömförsörjning, närmare bestämt dess förmåga att ge en stor ström. Ingen tog hänsyn till denna viktigaste egenskap hos hans förstärkare. Och några fler punkter som få människor uppmärksammade på den tiden. En sådan egenskap hos ljud som "transistor" är subjektiv, och det är helt enkelt felaktigt att utöka upplevelsen av sin egen uppfattning till alla lyssnare. Och viktigast av allt, frånvaron av en känsla av "styvhet", "transistor" är nödvändig, men inte alls tillräcklig för en högklassig förstärkare. Läsare av den moderna ljudpressen kan enkelt nämna ytterligare ett dussin tecken med vilka ljudkvaliteten bedöms. Ris. 1. Förstärkare Y. Mitrofanov. Yu. Mitrofanovs förstärkare, vars schema anges i artikeln, enligt författarna, låter bättre än alla andra. Det är lätt att förklara. Spänningsförstärkaren (UN) för denna UMZCH, fig. 1, utförd på V5, har V6 en liten inneboende THD (0,15%) och en ganska stor
4 kraft. Kedjan av parallell återkoppling har minsta möjliga längd, den är mycket kortare än i traditionella förstärkare och matas till FN:s inverterande ingång. Slutstegets inneboende icke-linjäritet är också relativt liten. Ett sådant slutsteg används i den berömda QUAD 303 och i Brig. Om vi lägger till en kraftfull strömförsörjning med lågt motstånd till detta, är dessa faktorer tillräckligt för att förstärkaren ska låta. Och THD-värdet på 0,02 % är bara en konsekvens av topologifunktionerna, och inte anledningen till bra ljud. Således är slutsatserna från författarna till artiklarna, som i ett skämt om matematik, både korrekta och värdelösa. Rasen av nollor nådde sin topp 1989 med publiceringen av N. Sukhov av den berömda UMZCH för högtrohet, vars grund är M. Wiederhold-förstärkaren, fig. 2. Fig. 2. Förstärkare M. Wiederhold, 25-watts version. Det upprepades och fortsätter att upprepas (på en modern elementbas) av tusentals amatörer. Utbudet av recensioner om dess kvalitet är mycket brett, och detta är naturligt. Hur många har så många åsikter. Alla kit är olika. De flesta är väldigt nöjda. Många säger att de inte har hört något bättre. Jag är säker på att det är sant, men hur är det med de missnöjda? Och det finns många; dessa är, för det första, ägare av rörenheter, bra akustiska system, bara erfarna lyssnare. Låt oss försöka ta reda på vad som är felet här. Utan tvekan har alla olika möjligheter, ljudsalonger finns inte överallt och modern "proprietär" utrustning är inte alls någon förebild (snarare tvärtom). Det första man tänker på är att alla lyssnare har olika akustiska system. N.E. Sukhov själv anser att det är sin förtjänst inte så mycket att skapa en förstärkarkrets som att utrusta den med en trådresistanskompensationsanordning. Det är möjligt att inverkan av trådresistans på dämpningen av PA-kabelsystemet också är relevant för förstärkare med noll utgångsimpedans, men inte alla förstärkare har negativ återkoppling. Dessutom skulle det vara ett misstag att anta att karaktären av ljudet i komplexet endast bestäms av dämpningskoefficienten. Huvudkraven från "hörarna" till ljudet från UMZCH VV hänför sig till noggrannheten i överföringen av medel- och höga frekvenser, där den elektriska dämpningen av högtalarna av förstärkarens utgångsimpedans inte fungerar. Det sägs ofta att denna kompensator "smetar ut" ljudet. Vid medelhöga och höga frekvenser uppstår icke-linjära effekter i högtalarna, som inga enheter för utgångsimpedansformning klarar av. S. Ageev skrev om detta i detalj i. Skillnader i design, konfiguration, parametrar för strömförsörjningen till denna förstärkare tillåter inte heller en korrekt bedömning av UMZCH VV genom "populär omröstning". Den som vill få en uppfattning om det återstår att ta till det mest pålitliga sättet att själv lyssna på det. Detta är vad som gjordes. 80-talets mest lovande förstärkare var
5 är monterad i metall i enlighet med alla regler för installation av sådana enheter. Jämförelse med andra hemgjorda produkter avslöjade inga fördelar med UMZCH VV. Förstärkare av A. Syritso (N11/82) och enligt schemat från artikeln av E. Gumeli (N9/85), gjorda av mig några år tidigare, lät mycket mer naturligt (och samtidigt annorlunda i mellanregistret ) med samma konfiguration och design. Förresten, den uppmätta SOI för alla dessa förstärkare översteg inte 0,02%. Förtroendet för riktigheten av den valda vägen skakades. Det behövdes nya idéer. Först och främst beslutades det att kontrollera påverkan av OOS och olika kretstopologier. Djup negativ feedback var den första som blev svartlistad. Prototypen av förstärkaren med nummer 6 var "Amplifier without a common OOS". Författarna använde komponenter som är välkända inom kretsar, en push-pull emitterföljare vid ingången, en push-pull skalningsströmspegel som en spänningsförstärkare och en sammansatt emitterföljare vid utgången som en strömförstärkare. De kringgick mycket elegant problemet med DC-drift vid utgången av förstärkaren, satte en elektrolytisk kondensator med stor kapacitet vid utgången och applicerade en enda matning. Kanske, om jag hade haft Black Gate eller Elna Cerafine ljudseriekondensatorer då, skulle detta beslut ha tillfredsställt mig. De bästa "elektrolyterna" då var K50-18 och jag ville inte sätta dem på utgången alls. Att komma runt detta problem visade sig vara svårt. Förstärkaren byttes till en bipolär matning, utgångskondensatorn var utesluten. För att få mer effekt höjdes spänningen till 2 * 30 volt, elementens värden beräknades om och förspänningskretsen ersattes med en traditionell (fig. 3). Ris. 3. Förstärkare utan gemensam OOS (6) På vägen visade det sig att förstärkaren fungerar bättre (stabilare) med konventionella snarare än komposittransistorer. Kampen med nollförskjutningen vid utgången började. En spänningsförstärkare monterad enligt den aktuella spegelkretsen är mycket känslig för alla störande faktorer: instabilitet hos kraftkällor, temperatur och dess gradient inuti strukturen, spridning av elementvärden och, viktigast av allt, för parametrarna för transistorer. Om vi beräknar den totala förstärkningen av FN med hjälp av de ungefärliga formlerna som ges i artikeln, blir det ungefär 7 (för en uteffekt på 25 watt). I själva verket, med en sådan koefficient, sänds utsignalen (naturligtvis inte med den användbara signalen) effektrippel eller, i fallet med bipolär effekt, skillnaden i rippel mellan de positiva och negativa polerna. Det är av denna anledning som författarna till kretsen använde R19C5-filtret i strömförsörjningen. Överväg en kaskad på VT4 (6). Dess förstärkning är ungefär lika med förhållandet mellan motstånden i kollektorn och emittern, det vill säga
6 R15 K u = 100. Därför kommer den minsta spänningsdriften hos emitterbasen för någon av transistorerna, R 12 som ingår i kaskaden, att leda till en signifikant förändring i moden. Om denna drift orsakas av en generell temperaturförändring i fallet och temperaturen på alla transistorer ändras samtidigt, kommer förändringen i strömmen VT4 och VT6 att vara densamma i storlek, motsatt riktning och kommer inte att leda till en förändring i potentialen vid utgången. Detta är endast möjligt i det ideala fallet, när transistorerna VT4 och VT6 är helt identiska. I praktiken finns det inga två identiska transistorer, och ännu mer, med olika konduktivitet. Skillnaden i värdena för h 21 Oe och U BE för kaskadens transistorer kommer att leda till en signifikant skillnad i kollektorströmmarna och följaktligen till en nollförskjutning vid utgången. Om du använder de transistorer som rekommenderas i artikeln utan val, kommer förskjutningen troligen att vara cirka 0,5 1 Volt i bästa fall. Dessutom, när temperaturen inuti höljet ändras, kommer förspänningen också att ändras på grund av olika temperaturdrift hos transistorparametrarna. Dessutom kommer växelströmsarmarnas förstärkning och utspänning också att vara olika. Till viss del kan denna förstärkningsskillnad kompenseras av trimmermotståndet R9. Det är omöjligt att balansera FN i likström genom att ändra motstånden som utgör kaskaden, eftersom detta kommer att ändra förstärkningen i växelström också. Kaskadlasten består av två parallellkopplade grenar, linjär och icke-linjär. Motstånd R15 och R17 bildar en linjär lågresistans (ca 5 kohm) gren. Kaskadens förstärkning, effektivitet och utgångsimpedans bestäms av dem. Ingångsimpedansen för terminalsteget är mycket icke-linjär, men mycket högre (minst 100 kΩ). Därför är komponenten av utgångsströmmen från FN, som går in i den olinjära grenen av lasten, relativt liten, några få procent, och kan ignoreras. Låt oss undersöka mer i detalj hur spänningsförstärkarsteget fungerar. DC-driftläget ställs in av motståndsvärdet R10. Strömmen genom den U-gropen är ungefär lika med 1,2 ma: I R 10 =. Egenskaperna för skalningsströmspegeln är sådana att R10 IVT 3 R12 = = 3. Därför är strömmen genom transistorerna VT4 och VT6 3,6 ma. Viloströmmen IVT 4 R 11 måste väljas på ett sådant sätt att när strömmen genom transistorn ändras under påverkan av en signal, förblir dess förstärkning om möjligt oförändrad. Beroendet av h 21 Oe på emitterströmmen är en av de två huvudorsakerna till icke-linjär distorsion i transistorkaskader. Därför, när du väljer transistorer och deras funktionssätt, bör motsvarande egenskaper beaktas. Tyvärr, för mer än 10 år sedan, var dokumentationen för transistorer praktiskt taget otillgänglig för amatörer. Därför måste läget väljas ungefär, enligt minsta distorsion vid hela förstärkarens utgång. Stegets maximala utspänning är nära matningsspänningen. Därför kan växelspänningen vid utgången av UN vara cirka 20 volt i vår krets. I praktiken, efter 15 volt, har en mjuk gräns redan börjat. Detta beror på det otillräckliga värdet på viloströmmen VT4 (6), men det motsvarade fullt ut högtalarsystemens effekt på 50 watt. Med en ökning av viloströmmen till 5 eller till och med 10 mA bör förstärkarens effekt och linjäritet öka, men detta mål var inte satt. Förstärkningen av kaskaden på VT4 är cirka 100, vilket betyder att 0,15 volt tillförs VT4-basen. Låt oss kontrollera: 15 V vid belastningen R15 = 10 kohm kommer att vara vid en ström på 1,5 ma. Detta betyder att växelströmmen VT4 är 1,5 mA, och signalspänningsfallet över R12 \u003d 100 Ohm kommer att vara 0,15 V. För att ta reda på hur mycket av denna spänning som appliceras direkt till basemitterövergången, kom ihåg att volymresistansen för transistorns emitter är direkt proportionell mot temperaturen och vice versa ϕt-ström: re =, där ϕt är den så kallade temperaturpotentialen, vid rumstemperatur IE ungefär lika med 26 mV. Med en konstant ström genom VT4 lika med 3,6 mA kommer resistansen hos dess emitter att vara 7 ohm. En växelström på 1,5 mA skapar ett spänningsfall över den
7 10 mv. Ett annat användbart förhållande är att varje millivolt växelspänning som appliceras på p-n-övergången adderar 1% av den andra övertonsnivån till utströmmen. Med en sådan signal vid VT4-övergången kommer utströmmen att innehålla 10 % distorsion. En lokal negativ återkoppling skapas genom motståndet R12 med ett värde på 100 ohm. Dess djup är lika med förhållandet mellan motstånden R12 och r E, det vill säga 100/7=14. Detta OOS minskar nivån för den andra övertonen med 14 gånger. Det vill säga att VT4-transistorn i detta läge introducerar 0,6 % distorsion. I push-pull-kaskader måste även övertoner kompenseras, förutsatt att kaskaden är helt symmetrisk. Faktum är att förstärkningen av axlarna alltid är något annorlunda. Därför kan vi anta att nivån för den andra övertonen är från noll till 0,3 %, beroende på graden av symmetri. Nivån för den tredje övertonen med ett sådant värde på signalen vid övergången är vanligtvis flera gånger lägre än nivån för den andra och den kompenseras inte. Vi kan förvänta oss dess nivå på 0,03 0,06%. Vid höga frekvenser ökar armarnas asymmetri och kompensationen av jämna övertoner av hög ordning är inte lika effektiv. Den andra källan till distorsion är olinjäriteten hos basströmmen VT4. Det kan också uppskattas från förstärkningen kontra nuvarande plot. Eftersom vi inte har den nödvändiga informationen är den inhemska industrin inte alltför snäll mot utvecklarna, vi kommer att använda typiska värden för importerade transistorer för allmänt bruk. Ta till exempel en p-n-p transistor 2N3906 från ROHM. Sett till parametrar motsvarar den ungefär (eller bättre än) KT3108 och KT313. Enligt graferna från företagets hemsida, när emitterströmmen ändras från 1 till 4 mA (det vill säga med 300%), ändras h 21 Oe från 110 till 140 (med 25%), fig. 5. Detta är en betydande icke-linjäritet, moderna transistorer för ljudapplikationer har mycket bättre egenskaper. Ris. Fig. 5. Beroendet av förstärkningen hos transistorn 2N3906 på kollektorströmmen. Typiskt för steg med små signaler är storleken på förändringen i emitterströmmen % av viloströmmen. Med andra ord, under signalens period ändras basströmöverföringskoefficienten med 0,5 1 %. Basströmmen ändras också i enlighet med detta. I vårt fall är basströmmen I E 3,6 I B = = = 30 μA. Den icke-linjära komponenten av basströmmen, lika med 1 %, kommer att vara 0,3 μA. h21e 120 VT4-basens växelström, som flyter genom utgångsresistansen från föregående steg, skapar ett spänningsfall på den som appliceras på basen, och det finns en icke-linjär komponent i denna spänning. Utgångsimpedansen från föregående steg bestäms huvudsakligen av R8R9-kretsen. Utgångsresistansen för VT1VT2-kompositemitterföljaren är några till tiotals ohm och kan ignoreras. Den icke-linjära strömkomponenten i VT4-basen, som flyter genom R8R9-kretsen, kommer att skapa ett spänningsfall på 0,3 μA * 3,3 com = 1 mV på den. Detta är amplitudvärdet, topp till topp. Det effektiva värdet är mindre än 2 2, eller ungefär 3 gånger, dvs. 0,3 mV Som vi minns är den användbara signalen baserad på VT4 150 mV, därför innehåller basströmmen redan 0,3 / 150 = 0,2% distorsion. Allt som har sagts om att kompensera för distorsion med jämn ordning gäller även för basströmmar.
8 Expressanalys av denna spänningsförstärkares funktion gör att vi kan dra några slutsatser. Den första och uppenbara: i författarens (tidnings)version av förstärkaren fungerar transistorerna i ett icke-optimalt läge. För att öka linjäriteten bör stegets viloström ökas flera gånger, eftersom även vid 10 mA kommer den förbrukade effekten inte att överstiga det maximalt tillåtna. Den andra slutsatsen gäller valet av transistorer för en sådan krets. Dessa borde vara moderna höglinjära transistorer. KT313 och KT3117, och ännu mer KT502 / KT503, är inte komplementära par. Med dem är det nästan omöjligt att få en acceptabel THD. Kompletterande par bör väljas noggrant enligt h 21 E och U BE. Endast i detta fall är det möjligt att säkerställa driftspunktens stabilitet och en låg nivå av distorsion. Dessutom är det möjligt att säkerställa den termiska stabiliteten för spänningsförstärkarens arbetspunkt genom konstruktiva åtgärder. Det var nödvändigt att separera det tryckta kretskortet så att alla fyra transistorerna var i närheten och de kunde täckas med ett lock. Utan det, orsakade all bris som blåste på brädet noll drift vid utgången. Jag lyckades få potentialen vid utgången av förstärkarkanalerna till 25 och 50 mV utan att tillämpa ytterligare balansering. Den tredje slutsatsen kan tyckas något oväntad, men vi bör inte glömma att denna lilla studie startades för att förstå effekten av FOS på ljudet. Enligt min mening är det inte bara meningslöst att införa ett allmänt OOS i en sådan förstärkare, utan är också skadligt när det gäller ljudkvalitet. Feedback kan täcka kaskader, initialt linjära, och sedan kommer den att uppfylla sitt syfte. Nämligen: det kommer att säkerställa stabiliteten hos kretsparametrarna över tid och under olika driftsförhållanden. I den analyserade kretsen tillhandahålls denna stabilitet parametriskt, det vill säga användningen av komponenter med exakt specificerade parametrar. Om parametrarna för komponenterna väljs slumpmässigt, kommer kretsen att vara obalanserad och bli en källa till distorsion. Användningen av FOS för att korrigera denna krökning leder bara till en förändring i den spektrala sammansättningen av distorsioner mot en ökning av antalet övertoner, men inte till att de elimineras. Ju högre grad av symmetri originalförstärkaren har, desto mindre "arbete" blir det för OOS. För att realisera alla möjligheter med denna spänningsförstärkare var jag tvungen att koppla om kretskortet flera gånger och ändra designen på förstärkaren. I mellanversioner placerades FN till och med i en termostat. Det svåraste var att plocka upp fyra par komplementära transistorer. Efter meningslösa försök att välja sådana par från KT3117, KT313, KT3108, KT502, KT503 med ett enkelt stativ och testare, tog jag 50 stycken okända koreanska transistorer C8050, C8550, de är också S8050, S8550. Deras egenskaper kunde inte hittas, så jag tittade in på ingångskontrollavdelningen på en av fabrikerna. Beväpnad med en automatisk transistortestare kontrollerade jag den högsta tillåtna spänningen mellan kollektor och emitter och sorterade dem efter h 21 Oe och U BE. Tillväxten av kollektorns backström började vid en spänning över 110 V. Basströmöverföringskoefficienten visade sig ligga inom gränserna för både n p n och p n p transistorer. Vid ändring av emitterströmmen inom 1 10 mA h ändrades 21 Oe något. Efter det visade det sig att plocka upp par och färdigställa förstärkaren vara en ganska enkel sak. Jag justerade inte specifikt utgångsemitterföljaren med en shuntkompensator, vilket begränsade mig till att välja viloström för utgångstransistorerna för att minimera distorsion. Vid en ström på 300 mA visade den automatiska icke-linjära distorsionsmätaren C6-11 ett minimum, cirka 0,1 0,15 %. Varje kanal i förstärkaren drevs av en parametrisk stabilisator, fig. 6. Uppvärmningen av stabilisatortransistorerna är obetydlig, så det visade sig vara möjligt att fixera hörnen på vilka de är installerade direkt till duraluminbotten, genom en glimmerpackning. Förstärkarkretskorten, 70 x 80, skruvas direkt på kylflänsarna på utgångstransistorerna, som är 600 kvm. se kanal. Radiatorer har bra termisk kontakt med botten och massiv frontpanel. Uppvärmning av förstärkaren under drift överstiger inte 60 70
9 grader. 80W toroidformade krafttransformatorer separata för varje kanal. Ris. 6. Förstärkarens strömförsörjning 6. Att lyssna på förstärkaren visade att tiden som spenderades på sökningen inte var bortkastad. Förstärkaren hade en ovanligt mjuk och delikat röst. Mellanregistret var särskilt bra. Upplösningen och detaljerna i ljudet var högre än för alla dess föregångare. Han mjukade upp de översta registren, medan de traditionella, "från Radion", helt enkelt förvandlade dem till "sand". Trots den kompletta uppsättningen som är helt olämplig med dagens standarder (K73-17, K50-18 och inte de bästa transistorerna) har denna förstärkare fortfarande inga konkurrenter i ljudkvalitet bland de så kallade "prisvärda high-end" och gläder sin ägare med möjlighet att lyssna på dina favoritskivor, inte testskivor. Det ska erkännas att experimentet visade sig vara mycket informativt. Erfarenheterna från konstruktionen av förstärkare 6 utan en gemensam FOS satte riktningen för vidare utveckling. Analysen av kretsarna och resultaten av lyssnandet är helt förenliga med de moderna outtalade reglerna för ljudkretsar. De senaste åren, när Internet har förvandlats från en symbol för obegriplig lyx till ett nödvändigt verktyg, har gör-det-själv-utvecklare fått en utmärkt möjlighet att kommunicera och utbyta erfarenheter, både sinsemellan och med professionella utvecklare. Det specifika med användningen av transistorer i ljudkretsar blir gradvis tillgängliga för ett brett spektrum av gör-det-själv. Det fanns inget enskilt recept för att bygga en bra förstärkare, men det finns några allmänna principer som de flesta designers kommer till förr eller senare. Vikten av en viss princip bedöms olika av alla utvecklare; Denna värdeskala är inte linjär, konstant och absolut, eftersom den beror på många subjektiva faktorer. Därför ger jag min egen lista över de viktigaste kraven för designen av UMZCH, i fallande ordning efter betydelse, på grund av mer än 20 års erfarenhet av att bygga förstärkare. Naturligtvis hindrar ingen designern från att offra någon av listobjekten till någon ytterligare idé. A) Strömförsörjningen måste förse den slutliga förstärkaren med en ström som är både kraftfull och ren. I moderna tolkningar representeras förstärkaren ofta som en strömmodulator. Därför bör kvaliteten på den nuvarande matningen av produktionsstegen vara så hög som utvecklingsbudgeten tillåter. Strömförsörjningen är en fullvärdig medlem av ljudvägen med alla följder. Varje sekundär strömkälla innehåller reaktiva element som bildar filter. För filter definieras sådana parametrar som transientsvar, kvalitetsfaktor, vågimpedans. Dessa faktorers inverkan på ljudet beaktas praktiskt taget inte i litteraturen. Men det är välkända, lättmätbara och samtidigt parametrar som i hög grad påverkar ljudet. B) En av de viktigaste noderna är spänningsförstärkaren. Kanske är denna punkt inte lika uppenbar som den föregående, och inte alla förstärkare är byggda enligt UN UT-schemat, men många designers noterar att både rör- och transistorutgångssteg är "transparenta"
10 för ljud, och förstärkarens "röst" bestäms av förarsteget respektive UN. Det mänskliga örat, särskilt ett tränat, har en exceptionellt hög känslighet för den spektrala sammansättningen av distorsioner. Små skillnader i styrkan hos jämna och udda övertoner, skillnaden i minskningshastigheten i spektral densitet, närvaron eller frånvaron av dominerande övertoner uppfattas som en förändring i ljudets natur. I UN är det dynamiska omfånget för förstärkningselementet vanligtvis fullt utnyttjat och arbetspunkten fångar den största delen av amplitudkarakteristiken. Dess icke-linjäritet visar sig tydligast här. Därför har alla element sitt eget spektrum av distorsion, en sorts streckkod, genom vilken de omisskännligt känns igen på gehör. C) Antalet steg bör vara så litet som möjligt. Det spelar ingen roll om det är transistor eller rör, men varje ytterligare steg introducerar ytterligare icke-linjäritet. Det finns många reservationer i denna paragraf, liksom i alla andra. Att få maximal vinst från scenen kan försämra stabiliteten och därmed linjäriteten. Detta innebär att det finns en viss balans mellan djupet av det lokala OOS och storleken på förstärkningen av kaskaden. Designerns uppgift är att hitta en kompromiss. D) Kvaliteten på komponenter, både aktiva och passiva, måste vara tillräcklig. Helt obestridlig poäng. Frågan är bara vad som anses viktigt och vad som är sekundärt. Oftast är denna fråga nära relaterad till graden av hörselträning och tjockleken på plånboken. E) Genomtänkt design och temperaturförhållanden. Vi pratar i första hand om vibrationsisolering, eftersom de flesta radioelement har en märkbar mikrofoneffekt. Beräkningen av ljudfält i enheter är mycket komplex, så designers använder vanligtvis empiriska data och sin egen erfarenhet. Temperaturen inuti höljet påverkar inte bara elementens livslängd utan påverkar också ljudet avsevärt. Utformningen av dessa principer för mig började just med de experiment som beskrivits ovan. I nästa utveckling bestämde jag mig för att testa effekten av principen om minimalism på förstärkare 8 (nummer 7 var en rörförstärkarutjämnare för en skivspelare). Från tidigare arbeten fanns de sammansatta UMZCH VV-brädorna kvar, och de blev mock-ups för att studera olinjäriteten hos olika kaskader. Den första testpersonen var utgångssändarföljaren, som sedan kom in i den föreslagna förstärkarens krets utan ändringar, fig. 7. Fig. 7. Förstärkarens slutsteg 8.
11 Analys av kretsar. Viloströmmen för alla tre stegen ställs in av motstånden R3, R4 och regleras av ett variabelt motstånd R2. VT7-transistorn är traditionellt monterad på utgångstransistorernas radiator och utför funktionen för inställning och termisk stabilisering av viloströmmen. Motstånd R6, R7 läggs till för att säkerställa förstärkarens stabilitet under inställning, när längden på anslutningsledningarna är tillräckligt långa. Ibland krävs samma motstånd i baserna på utgångstransistorerna. Typiskt är slutsteget anslutet till spänningsförstärkaren antingen med den övre (enligt diagrammet) eller den nedre armen. Följarens första steg fungerar alltid utan cutoff, i klass A. Samma signalström flyter genom VT1 och VT2, spänningarna vid deras sändare måste vara exakt lika i amplitud. Därför anses det acceptabelt att excitera slutsteget i en arm. Detta gäller endast för traditionella kretsar - när förspänningstransistorn (VT7) är i kollektorkretsen för spänningsförstärkningssteget. UN har en stor utgångsimpedans, speciellt när den är påslagen med en gemensam bas, och vanligtvis (om kretsen är asymmetrisk, det vill säga exciterad endast på en sida) laddas den på en strömkälla som har en ännu större utgång (megohm) . Därför är strömmen genom transistorn VT7 praktiskt taget frånvarande. Vi var tvungna att ersätta de nuvarande källorna med motstånd. Under dessa förhållanden flyter en märkbar växelström genom den stabiliserande transistorn VT7. Därför kan dess dynamiska motstånd och dess icke-linjäritet inte längre försummas. Likströmmen genom denna transistor är ungefär 1 mA (ströminställningsmotstånd på 43 kΩ vardera från en 44 V-matning). Själva transistorn slås på med en förstärkning på 6 gånger, eftersom den ställer in en bias på 6 p-n-övergångar. Därför är dess dynamiska motstånd i en sådan inneslutning 6 gånger större än resistansen hos dess sändare. Som redan nämnts, vid denna ström, är emitterresistansen 25 ohm. Vi får att motståndet VT7 för växelström är 150 ohm. Detta innebär att signalen tillförs den andra armen något dämpad, med 3,5 % (150 Ohm / 43 kOhm = 0,035). Detta ger cirka 0,17% jämna övertoner. Kondensator C2 är påslagen för att kringgå det dynamiska motståndet VT7, och detta minskar THD avsevärt. Det vore mer korrekt att ge en signal till båda axlarna samtidigt. I konventionella förstärkare (d.v.s. DC-operationsförstärkare) förbättrar shuntningen också prestandan, men detta kommer på bekostnad av att förbättra symmetrin hos RF-baskretsarna. Blockering av fasskillnaden i halvorna av push-pull-steget undertrycker distorsion orsakad av ojämna fördröjningar i armarna. När utgångssteget drivs med en spänning på 44 V kommer det maximala amplitudvärdet för utsignalen att vara mindre än cirka 4 volt. Detta fall består av mättnadsspänningen hos utgångstransistorerna (ca 1 1,5 V), fallet över emittermotstånden R9, R10 (också ca 1 V). Dessutom kommer 0,65 V att finnas kvar vid emitterövergångarna för alla tre stegen: trots allt bör signalspänningen baserad på VT1 inte vara högre än matningsspänningen för att undvika haveri i kollektorövergången. Amplitudvärdet för utspänningen på 40 V till en resistiv belastning på 4 ohm ger 10 A kollektorström. Detta är mycket för den valda typen av transistorer. Med en sådan ström sjunker gränsfrekvensen och förstärkningen av transistorerna avsevärt. Relativt linjära transistorer förblir upp till en ström på 2 3 A. Även de bästa importerade transistorerna, speciellt konstruerade för ljudtillämpningar, förlorar sina förstärknings- och frekvensegenskaper när kollektorströmmen ökar över 5 6 A. Dessutom, när kollektor-emitterspänningen sjunker till några volt ökar kollektorövergångens kapacitans tio eller fler gånger. Därför är denna kaskad oönskad att använda i detta läge på grund av stora förvrängningar. Uteffekt 2 U m effekt blir P = = 200 W, om strömförsörjningen tillåter. Varje transistor i detta 2 R n 2 1 U pit fall avleder Prass = = 50 W (i klass B), vilket är helt acceptabelt i närvaro av 2 π Rn tillräckligt effektiva radiatorer. Men ändå fungerar förstärkaren mycket bättre för en 8-ohms belastning, detta bekräftas också av mätningar. Om lasten har en reaktiv komponent ökar den förbrukade effekten och kollektorströmmarna.
12 Basströmöverföringsförhållandet för högkvalitativa utgångstransistorer är vanligtvis i det linjära området och upp till i det högströmsområdet. För inhemska transistorer är dessa värden något lägre, med en faktor 1,5–2. För beräkningsändamål tas vanligtvis minimivärdena, eftersom valet av komponenter vanligtvis inte är tillåtet vid tillverkning av utrustning. Men ingen kommer att störa oss på att välja transistorer efter förstärkning och ställa in typiska, inte minimivärden. Även om transistorerna i emitterföljaren täcks av 100 % negativ återkoppling, säkerställs symmetri bäst genom designåtgärder. Amplituden för basströmmen kommer att vara Ib \u003d I e / h21e \u003d 10A / 30 \u003d 0,3 A. Pre-output transistorer bör ge denna ström. Under verkliga driftsförhållanden överstiger inte strömamplituden för transistorerna VT3, VT4 100 mA, men detta är också mycket. Vid denna ström kan få medeleffekttransistorer arbeta i karakteristikens linjära område. Bland inhemska transistorer finns det absolut inga sådana som skulle ha en utökad sektion med en konstant h 21 Oe, ha goda frekvensegenskaper och skulle vara komplementära. Därför är det nödvändigt att använda antingen mycket lågfrekvent och icke-linjär KT850 / KT851, eller, med en effektminskning, KT940 / KT9115 eller KT639 / KT961. Både dessa och andra är inte komplementära par, eftersom de har betydande skillnader i förstärkning och gränsfrekvens. Framöver noterar jag att transistorer för utgångsstegen på TV- eller datorskärmar har bra frekvensegenskaper och hög linjäritet, som Sanyos 2SA1380 / 2SC3502. De kommer att klara sig mycket bra i det första steget av en sändarföljare. Om denna förstärkare skulle tillverkas nu, skulle jag sätta tillgängliga importerade par 2SC1837 / 2SC4793 eller 2SB649 / 2SD669 i det andra steget. Utgången kan vara Samsung TIP41C/TIP42C, Toshiba 2SA1302/2SC3281, Mospec eller SanKen 2SC2922/2SA1216, Motorola MJ15003/Mj15004, etc., men vid den tidpunkten var de inte tillgängliga. Dessutom var jag intresserad av bidraget från varje komponent, så transistorerna valdes inte enligt parametrarna, bara exemplar med låg förstärkning eller märkbart läckage avvisades. Ström tillfördes från en ostabiliserad källa med tillräcklig kraft. Den första frågan som måste lösas var vilken typ av viloström som skulle ställas in. För att göra detta matades en signal från G3-118-generatorn till ingången på emitterföljaren, som har ganska små inre distorsioner även utan ytterligare filter. Förstärkaren laddades med en resistiv belastningsekvivalent på 4 eller 8 ohm, och signalen övervakades av ett oscilloskop och en automatisk C6-11 icke-linjär distorsionsmätare. De flesta av mätningarna gjordes vid en frekvens på 1 kHz. Vid en viloström på 100 mA visade strömförstärkaren ett stabilt THD-resultat på ca 3 % i nästan hela effektområdet. Och bara för en liten signal, när utgångstransistorerna fungerar utan cutoff, i klass A, sjunker den harmoniska koefficienten till 0,5 0,6%. Genom att öka viloströmmen till 3 A får vi 0,6 0,7 % vid uteffekten upp till watt. Här är det värt att göra en stor utvikning angående crossover-distorsion. På en liten signal, medan signalströmmen genom transistorerna (eller lamporna) är mindre än viloströmmen, arbetar axlarnas transistorer på belastningen samtidigt, sedan när nivån stiger stänger en av transistorerna. Detta motsvarar en fördubbling av utgångsimpedansen. Det vill säga, den dynamiska egenskapen har ett skarpt avbrott. Du kan "se" crossover-distorsion så här: genom att ansluta och koppla bort lasten på en låg nivå, upptäck "neddragningen" av signalen vid utgången med ett oscilloskop. Öka sedan nivån och gör samma operation. Så länge förstärkningselementen arbetar samtidigt märker de praktiskt taget inga förändringar i belastningen, när man flyttar till klass B är neddragningen mer märkbar. I praktiken är mekanismen något mer komplicerad, eftersom transistorernas utgångsresistans beror på strömmen genom dem, dessutom är stabiliseringsmotstånd R9, R10 anslutna i serie med dem. Värdet på dessa motstånd påverkar i hög grad mängden crossover-distorsion. Det finns en del av deras resistans, som vid en given viloström ger ett minimum av distorsion. Det optimala erhålls när hela förstärkarens utgångsimpedans ändras minst av allt när man går från en liten signal, när båda armarna är aktiva, till en stor, när en arm är stängd. Det vill säga, du måste beräkna utresistansen för en liten signal (utgångsspänningen är nära noll) och för en stor, när emitterströmmen är större än strömmen
13 vila flera gånger. För kraftfulla transistorer är den förenklade formeln för beräkning av resistansen hos emitterkroppen inte tillämplig, inhemska transistorer har aldrig åtföljts av sådana data, så vi kommer att använda data från Internet. Sidan för det danska företaget LCAudio ger en beskrivning av förstärkaren The End Millenium. Detta är en förstärkare utan ett gemensamt OOS, så allt som sägs ovan gäller för den. Slutsteget använder 200 watt SanKen 2SC2922 och 2SA1216, en av de bästa moderna utgångstransistorerna. Jag kommer att ge en tabell över emitterresistansens beroende av belastningsströmmen, taget därifrån. Den huvudsakliga egenskapen som särskiljer dessa transistorer, den relativt långsamma avklingningen av utgångsresistansen vid höga strömmar, är mycket användbar för att minska distorsion. Andra högeffekttransistorer har mycket lägre utgångsimpedans (liksom förstärkning och gränsfrekvens) vid höga strömmar. Tabell 1. Lastström Resistans, Ohm 100 ma 0,2 500 ma 0,10 1A 0,09 5A 0,08 10A 0,07 På en liten signal kommer förstärkarens utgångsresistans att vara m 1 1 Rout = (Rtr + R9) = (0 1,2 + . ) = 0,15 Ohm, 2 2 B På en stor signal R = R + R9 = 0,09 + 0,1 = 0,19. Skillnaden, även om den inte är dubbel, finns där. out tr Därför finns det icke-linjära distorsioner som orsakas av ett brott i den dynamiska karakteristiken. Låt oss beräkna andra kombinationer av viloström och resistanser hos stabiliserande motstånd. Linjäritetskriteriet kommer att vara den relativa ökningen av utgångsresistansen under den nuvarande tillväxten från noll till maximum: dout=(rb-rm)/rm i procent; vi erhåller transistorresistansen genom interpolation av tabelldata: Tabell 2. Ström, mA R9, R10 Rm, Ohm Rb, Ohm drout, % 27 0,1 0,1 0,17 0,1 0,17 0,18 0,1 0,1 0 Som framgår av tabellen, bra stabiliserande motstånd påverka utgångsresistansens icke-linjäritet. Deras inflytande är större, ju större den valda viloströmmen är. Förstärkarens utgångsimpedans förändras minst av allt utan dessa motstånd (rad 6) och The End Millenium "a (rad 1). I artikeln "Strömdumpning: fungerar det verkligen?" (Wireless World, 1978) Vanderkooy och Lipshits betonade särskilt fördelen med att förstärkare fungerar i klass B - de har ingen crossover-distorsion. Jag tror att en enkel strömdumpningsförstärkare (Radio N9, 1985), som den berömda Quad 405, inte är dåligt När jag avslutar analysen av denna del av kretsen noterar jag att "sömlös" dockning av halvvågor är möjlig om transistorerna har idealiska (det vill säga logaritmiska) strömspänningsegenskaper och emitter- och basresistanserna är lika med noll . Om spänningen vid basövergången för en av transistorerna ökar med 100 mV, kommer emitterströmmen att öka med en faktor 10. I det här fallet, spänningen vid korsningen av den andra
14 av transistorn kommer att minska med 100 mV och strömmen för dess emitter kommer att minska med 10 gånger, men kommer inte att sluta. Den övergripande egenskapen i det här fallet är inte linjär, men det finns ingen skarp brytning, vilket leder till uppkomsten av övertoner av hög ordning. Under verkliga förhållanden har resistanserna i transistorelektrodkretsarna ett värde som inte är noll, därför sker minskningen av emitterströmmen för den slutna armen snabbare än enligt den logaritmiska lagen. Därför är växlingen av armarna snabbare och, viktigast av allt, med en fullständig avstängning av armens ström som stängs. Om inga ytterligare åtgärder vidtas, är omkopplingsdistorsionerna av hög ordning och dämpas praktiskt taget inte av CNF-kretsen. Konsekvensen av allt som har sagts är närvaron av en viss region av den optimala regimen. Detta är intuitivt gissat och utan några tankeexperiment. Men oftast drar amatörer fel slutsats och tror att viloströmmen ska vara så hög som möjligt. Faktum är att den optimala viloströmmen för slutsteget beror på många faktorer, bland vilka de avgörande faktorerna är resistanserna hos emittermotstånden och parametrarna för de använda transistorerna. Naturligtvis, om hela förstärkaren arbetar i förstärkningsklass A (det vill säga strömmen genom transistorerna slutar aldrig), tas många av de beskrivna problemen bort automatiskt. Men ändå är sann klass A i högeffekttransistorförstärkare ganska svår att implementera. Ett problem ersätts av ett annat. En indirekt indikator på komplexitet kan vara den nästan fullständiga frånvaron av sådana förstärkare på marknaden. Bara monstren Mark Levinson, AM audio, Accuphase A50, Nelson Pass enändade förstärkare och den gamla 12-watt Sugden A21 kommer att tänka på. Många tillverkare, när de deklarerar förstärkare som "Ren klass A": Plinius SA100, SA102, SA250, Musical Fidelity A2, etc., klart önsketänkande. Det räcker med att titta på dimensioner, vikt, yta på radiatorer och strömförbrukning för att vara övertygad om detta. Troligtvis fungerar de i klass A upp till W effekt, som toppmodellerna av Pioneer, Sony, etc. Problemet med termisk stabilisering och energiförsörjning av avstängningsläget vid uteffekterna W löses helt enkelt. När man försöker få mer kraft står konstruktören inför uppgiften att säkerställa normal drift av alla komponenter i hela driftstemperaturområdet, såväl som med en kraftig ökning av kostnaden för hela strukturen. Därför har den stora majoriteten av industriella förstärkare som arbetar med en hög viloström en kink i amplitudkarakteristiken i området med medeleffekter. Som redan visats, ju högre viloströmmen är, desto mer ändras utgångsresistansen vid omkoppling. Denna förändring är en förutsättning för att snedvridningar ska uppstå. Alla ansträngningar från designers syftar till att optimera växlingshastigheten för transistorer. I det här fallet flyttas distorsionsspektrumet till lågfrekvensområdet, där de effektivt undertrycks av OOS. Ett överflöd av varumärken "klass A +", "AAA", "ekonomisk A" etc. vittnar om attraktionskraften för "klass A"-märket, men även de enklaste beräkningarna tyder på att det blir minst problem med ett rimligt val av viloström på ma-nivå. Låt oss återgå till vårt schema; den minsta integrerade SOI för den slutliga förstärkaren erhölls vid en viloström på ma. Utan vägningsfilter är det cirka 0,5 %. Troligtvis kan detta värde reduceras ytterligare genom att välja värdet på emittermotstånden och viloströmmen. Förutgångskaskaden arbetar med en viloström på 35 mA. Signalavbrott i en av armarna erhålls vid signalströmmar nära maximum, det vill säga för det mesta arbetar steget i klass A. Naturligtvis ändrar switchtransistorer i förutgångssteget också utströmmen och orsakar distorsion . Vanligtvis försöker designers överföra omkopplingsmomentet till regionen med statistiskt sällsynta amplituder. Strömförstärkarens första steg har en viloström på 4 mA. Detta är tillräckligt för att säkerställa att strömmen genom transistorerna inte bryts över hela området av signaler och belastningar, inklusive när belastningen kortsluts. Moden för denna kaskad väljs som vanligt, i området för en stabil förstärkning av de applicerade transistorerna. Innan jag går vidare till analysen av ingångssteget kommer jag att notera rollen för R11C3 Bouchereau-kedjan. Dess uppgift är att säkerställa den gynnsamma karaktären hos belastningen på slutsteget vid frekvenser över ljudet, det vill säga mer än 50 kHz. På HF är belastningen (högtalarsystem med kabel) alltid reaktiv till sin natur slumpmässigt
15 modul och fas. Därför används olika RLC-kretsar för att matcha förstärkaren och RF-belastningen. Bäst resultat tillhandahålls av en tvålänkad kedja som. Som redan nämnts har den sammansatta emitterföljaren VT1-VT7 en känslighet på cirka 35 V rms. Dess ingångsimpedans bestäms nästan helt av motstånden R3, R4 parallellkopplade med växelström. Ingångsimpedansen beror alltså inte på signalamplituden (vilket positivt påverkar förstärkarens linjäritet) och är beroende av värdet på R3, R4. Effekten som förbrukas av de sista U-ingångsstegen från spänningsförstärkaren: Pc = = 0,06 W. Rin 20k Valet av ett elektronrör som ett förstärkande element i FN motiveras främst av enkelheten i lösningen och förutsägbarheten i resultatet. Halvledare skulle också kunna användas, men för det första har detta redan testats i ett tidigare arbete, och för det andra visade sig mikrokretstransistorn UN som detta slutsteg tidigare arbetade med inte vara den bästa. För att kontrollera spänningsförstärkarens linjäritet kommer vi att montera en reostatkaskad på en triod med en gemensam katod, fig. 8. Fig. 8. Reostatisk triodkaskad. En signal tillförs till kaskadens ingång från en sinusformad generator med en spänning på 1 3 V. Motstånd R4 är ett belastningsmotstånd. Spänningen från den matas till den icke-linjära distorsionsmätaren. Målet med experimentet är att välja ett rör som ger den högsta utspänningen med minsta distorsion. Anodens AC-resistans i denna krets är mindre än 7 kΩ, så lampans inre resistans måste vara mycket mindre än detta värde, annars kommer det inte att vara möjligt att få tillräcklig förstärkning. För att studera kaskaden ökas inspänningen gradvis tills en kraftig ökning av nivån av icke-linjär distorsion börjar. Topputspänning (med oscilloskop) och THD-nivå registreras. Tabell 3. Lampa Stillström, ma Uout.max. (Peak)V THD, % 6N6P N23P N1P Tabell 3 visar resultaten av mätningar med några ofta använda lampor. Som förväntat låter de med låg resistans dig få mer spänning. Därför valdes 6N23P, som också har en relativt hög förstärkning. Trots
Grundläggande kretsar GRUNDLÄGGANDE OM KRETSTEKNIK...1 1. GRUNDLÄGGANDE BESTÄMMELSER...1 2. FÖRSTÄRKNING AV SVAGA SIGNALER...6 3. FÖRSTÄRKNING AV STARKA SIGNALER...14 4. GRUNDLÄGGANDE I MICROKRETSNING AV FÖRSTÄRKARE... 18 1. Grundläggande bestämmelser
Föreläsning 6 Ämne Förstärkningssteg på bipolära transistorer 1.1 Effektförstärkare. Applicera en förspänning på ingången till det aktiva elementet Positionen för den initiala arbetspunkten bestäms av polariteten och spänningsvärdet
Föreläsning 8 Ämne 8 Specialförstärkare DC-förstärkare DC-förstärkare (DCA) eller långsamt föränderliga signalförstärkare kallas förstärkare som kan förstärka elektriska
Kapitel 5. Differentialförstärkare 5. Differentialförstärkare En differentialförstärkare är en balanserad förstärkare med två ingångar och två utgångar, som används för att förstärka spänningsskillnaden.
Föreläsning 9 Ämne 9 Slutsteg 1.1 Effektförstärkare (utgångssteg) Effektförstärkningssteg är vanligtvis slutsteg (terminaler) till vilka en extern last är ansluten, och är avsedda
Föreläsning 7 Ämne: Specialförstärkare 1.1 Effektförstärkare (utgångssteg) Effektförstärkningssteg är vanligtvis utgångssteg (terminaler) till vilka en extern last är ansluten, och är avsedda
Föreläsning 8. Effektförstärkare Återkoppling i förstärkningssteg. Kaskodscheman. Plan 1. Introduktion. 2. Effektförstärkare 3. Återkoppling i förstärkningssteg 4. Kaskodkretsar. 1. Introduktion.
Föreläsning 5 Ämne 5 Återkoppling i förstärkare Återkoppling () är överföringen av en del av energin från den förstärkta signalen från förstärkarens utgångskrets till ingången. Figur 4 visar blockschemat för förstärkaren
K548UN1 Inbyggd dubbel multifunktionsförförstärkare. Denna tekniska specifikation är endast avsedd för informationsändamål och är inte en ersättning för en faktisk kopia av de tekniska specifikationerna.
Föreläsning 11 Ämne: Analoga integrerade kretsar (fortsättning). 1) Operationsförstärkare. 2) OS parametrar. 3) OU-kretsar. Operationsförstärkare Operationsförstärkare (op-amps) kallas för förstärkare
Föreläsning 6 Ämne 6 Temperaturstabilisering av förstärkande element Dynamiska egenskaper hos ett förstärkande element I verkliga kretsar är en last vanligtvis kopplad till utgången från förstärkande (aktiva) element
ÄMNE 6 ELEKTRONISKA FÖRSTÄRKARE. En elektronisk förstärkare är en enhet som omvandlar en lågeffekts elektrisk signal vid ingången till en signal med högre effekt vid utgången med minimal formförvrängning. Av funktionell
Pseudo-push-pull slutsteg av klass A Som slutsteg används oftast push-pull eller encykelspänningsföljare. Konstruktionen av push-pull slutsteg hindras av bristen på
Nizhny Novgorod State University uppkallat efter N. I. Lobachevsky Radiofysiska fakulteten Rapport om laboratoriearbete 5 Aperiodisk förstärkare Slutförd av studenter i grupp 430 Nizhny Novgorod, 2018
84 Föreläsning 9 SPÄNNINGSREGULERINGAR Plan 1. Inledning 2. Parametriska stabilisatorer 3. Kompensationsstabilisatorer 4. Inbyggda spänningsstabilisatorer 5. Slutsatser 1. Introduktion För drift av elektroniska
LABORATORIEARBETE 3 STUDIE AV KARAKTERISTIKA OCH BERÄKNING AV PARAMETRAR FÖR DIFFERENTIALFÖRSTÄRKARE CASCADE (CS) Syftet med arbetet är att bekanta sig med principen för PS:s funktion; förtrogenhet med schemat och principen för källans funktion
303 UDC 621.3 STRUKTUR AV EFFEKT FÖRSTÄRKARE MED AKTUELL FEEDBACK Kolosha I.S. Handledare Mikhaltsevich G.A., universitetslektor Betrakta ett förenklat blockschema över en effektförstärkare med
0. Mätningar av impulssignaler. Behovet av att mäta parametrarna för impulssignaler uppstår när det krävs för att få en visuell bedömning av signalen i form av oscillogram eller avläsningar av mätinstrument,
Föreläsning 8 Ämne: Integrerade förstärkare 1 DC-förstärkare DC-förstärkare (DCA) eller långsamt föränderliga signalförstärkare kallas förstärkare som kan förstärka elektriska
Förstärkare FEEDBACK FÖRSTÄRKARE Feedback används ofta i en mängd olika elektroniska halvledarenheter. I förstärkare är införandet av återkoppling avsett att förbättra serien
Elektronik DC-förstärkare (DCA) Syfte: Förstärkning av signaler som långsamt varierar i tid, inklusive DC-komponenten. I UPT kan du inte använda element som kommunikationselement,
4. GRUNDLÄGGANDE KRETSKONFIGURATIONER FÖR ANALOGA MIKROKRETS OCH DC FÖRSTÄRKARE 4.1. Differentialförstärkarsteg, dess huvudsakliga egenskaper och kretsimplementeringar Funktioner i konstruktionen av analog
3. ÅTERKOMMELSER I FÖRSTÄRKNINGSVÄGAR
"Elektronisk choke" Evgeny Karpov Artikeln diskuterar funktionerna hos det elektroniska kraftfiltret och möjligheten att använda det i ljudåtergivningsutrustning. Motiv för att skriva
RYSKA FEDERATIONSMINISTERIET FÖR ALLMÄNNA OCH YRKESUTBILDNINGSMINISTERIET REL 2 NOVOSIBIRS ARBETSORDNING RÖDA BANNER STATE UNIVERSITY Fysiska fakulteten Institutionen för radiofysik Bipolär
109 Föreläsning KRETS MED DIODE OCH DESS TILLÄMPNING Plan 1. Analys av kretsar med dioder Sekundära strömförsörjningskällor. 3. Likriktare. 4. Utjämnande filter. 5. Spänningsstabilisatorer. 6. Slutsatser. 1. Analys
Föreläsning 7 Ämne 7 Förförstärkare, deras huvudsakliga och ekvivalenta kretsar Dynamiska egenskaper hos det förstärkande elementet I verkliga kretsar är utsignalen från förstärkande (aktiva) element vanligtvis
3. Transistorförstärkarsteg (växelströmsberäkning)
Kapitel 4. Funktionssätt för förstärkarelement
SPECTRA - II Evgeniy Karpov Artikeln överväger resultaten av forskning om parametrarna för olika typer av lampor i en kaskad med en strömkälla i anodkretsen. Parametrarna för de elektriska lägena för dessa lampor ges,
Överbelastningsskydd för strömförsörjningen. (med modifieringar) Betrakta den ursprungliga kretsen som visas i fig. 1. Och ta till exempel transistorn GT404D som VT1. Enligt referensdata, den statiska koefficienten
STABILISERAD ENCYKELKASKAD PÅ EN VAKUUMTRIOD Evgeny Karpov Artikeln presenterar ett diagram och överväger principen för driften av ett rörutgångssteg med ökad linjäritet. Den här artikeln är logisk
UTBILDNINGSMINISTERIET FÖR RYSKA FEDERATIONEN MOSKVA STATINSTITUTET FÖR ELEKTRONIK OCH MATEMATIK (TEKNISKA UNIVERSITET) Institutionen för elektronik och elektroteknik Riktlinjer för implementering
280 Föreläsning 27 OPERATIONSFÖRSTÄRKARE KRETS Plan 1. Inledning. 2. Operationsförstärkare på bipolära transistorer. 3. Operationsförstärkare på MOSFET. 4. Sammanfattningar. 1. Operationell introduktion
FÖRELÄSNING 13 BIPOLAR TRANSISTORER Dynamiska och nyckelfunktioner för en bipolär transistor Lektionsplan: 1. Dynamiskt driftläge för transistorn 2. Nyckelläge för transistorn 3. Dynamiskt
RYSKA FEDERATIONSMINISTERIET FÖR ALLMÄN OCH YRKESUTBILDNING REL 3 NOVOSIBIRSK ARBETSORDNING RÖD BANNER STATE UNIVERSITY Fysiska fakulteten Institutionen för radiofysik Fältet
5.3. FÖRSTÄRKARSTEG PÅ BIPOLAR TRANSISTORER I en BT-förstärkare måste transistorn arbeta i det aktiva läget, där emitterövergången är framåtspänd och kollektorövergången är backspänd.
5.12. INTEGRERADE AC SPÄNNINGSFÖRBÄRARE Lågfrekventa förstärkare. ULF i en integrerad design är som regel aperiodiska förstärkare som omfattas av en gemensam (för lik- och växelström)
Utkast till patentansökan Kompositvakuumtriod och metod för dess användning i lågspänningsförstärkarsteg
ÄMNE 7 Temperaturstabilisering När omgivningstemperaturen stiger, ökar strömmen i transistorn och dess egenskaper skiftar uppåt (fig. 1). Fig.1 Emitterstabilisering. Består av att använda
Laboratoriearbete # 2 (19) Studie av egenskaperna hos en bipolär transistor och en förstärkare baserad på en bipolär transistor. Syftet med arbetet: Studiet av ström-spänningsegenskaperna hos en bipolär transistor och förstärkare
STRÖMARE Oleg Stukach TPU, 30 Lenin Avenue, Tomsk, 634050, Ryssland E-post: [e-postskyddad] Effektförstärkare En karakteristisk egenskap hos effektförstärkare är det höga absolutvärdet på utsignalen
Pentode ultralinjärt läge i preliminära förstärkningssteg Evgeny Karpov Vid design av rörförstärkare uppstår ofta problemet med att erhålla en given klocköverföringskoefficient.
ZHUSUPKELDIEV Sh, TUTKABAEVA B. [e-postskyddad] STUDIE AV OPERATIONELL FÖRSTÄRKARE DIFFERENTIALKASKAD I ELEKTRONIKKURS FÖR KEMISTUDENTER Kyrgyz National University
Ämne 4. Växelriktare och batterier (2 timmar) En växelriktare är en enhet som omvandlar likspänning till växelspänning. Behovet av växelriktare finns för att lösa problemet med att driva enheter för hushåll
Arbete 4.7. Undersökning av flerstegs effektförstärkare Enstaka förstärkningssteg kan i regel inte ge erforderlig spänning, ström och effektförstärkningsfaktor. För att få det som krävs
7. Grundläggande element i digitala integrerade kretsar. 7.1. Diod-transistor logik
1 Föreläsning 7. FÖRSTÄRKAREKASKADER PÅ FÄLTTRANSISTORER. MATCHANDE EGENSKAPER HOS FÖRSTÄRKARESKASKADER PÅ BIPOLAR OCH FÄLTTRANSISTORER Plan 1. Inledning. 2. Förstärkningskaskader på fälteffekttransistorer.
S6-1 icke-linjär distorsionsfaktormätare Enheten (fig. 8-5) är utformad för att mäta koefficienten för icke-linjär distorsion av ljudfrekvensspänning i området 50 Hz ... 15 kHz med en balanserad ingång
SIGNALAMPLITUDMODULATORER MED EN EFFEKT PÅ 10...100 W I OMRÅDET 10...450 MHz (Elektrosvyaz. 2007. 12. P. 46 48) Alexander Titov Educational, 50, apt. 17. Tel. (382-2) 55-98-17, e-post:
Moscow State University M.V. Lomonosov Moscow State University Fysiska fakulteten Institutionen för allmän fysik Laboratorieövningar i allmän fysik (elektricitet och magnetism) .M.Bukhanov,
Mordovian State University uppkallad efter N.P. Ogarev Institute of Physics and Chemistry Institutionen för radioteknik Bardin V.M. RADIOSÄNDA ENHETER EFFEKT FÖRSTÄRKARE OCH TERMINALKASKADER AV RADIOSÄNDARE. Saransk,
Kapitel 5. AC-SPÄNNINGSFÖSTÄRKARE 5.1. PRINCIP FÖR FÖRSTÄRKNING AV VARIABEL SPÄNNING Syfte och klassificering av förstärkare. AC spänningsförstärkare är den vanligaste typen av elektronik
K.V. Kireev (student), V.M. Tchaikovsky (Ph.D., docent) UTVECKLING AV EN FUNKTIONELL GENERATOR FÖR LINJÄRT FÖRÄNDRING AV SPÄNNING Penza, Penza State University Beroende på elektrofysik
(Obs, ett stavfel noterades: i föregående del är resonemanget om Motorola något fel. Jag hoppas kunna rätta till detta i efterföljande utgåvor) Återigen efter. Jag undrar hur förstärkaren kommer att fungera
Separationsfilter Evgeny Karpov, Alexander Naidenko Schemat och design av separationsfiltret för implementering av ett tvåvägsuppspelningssystem beaktas. Filtret är implementerat som ett separat, autonomt
FÖRSTÄRKARE De flesta passiva sensorer har mycket svaga utsignaler. Deras värde överstiger ofta inte några mikrovolt eller pikoamperer. Å andra sidan, ingångssignalerna för standardelektronik
Ny typ Hybrid HF effektförstärkare
Radioamatörer som använder professionella radiomottagare upplever svårigheter med att få flera tiotals eller hundratals watts effekt som krävs för att arbeta på luften i överföringsvägen, eftersom. utgångseffekten för en modifierad mottagare eller sändtagare som är fäst till den överstiger som regel inte 2-3 watt. Det mest ändamålsenliga i det här fallet är användningen av en hybrideffektförstärkare (PA), som låter dig få en effektvinst på upp till flera hundra.
Vissa radioamatörer är misstänksamma mot hybrid RA och tror att sådana förstärkare inte tillåter mottagning av högkvalitativa signaler. Faktum är att hybrid RA ger högkvalitativa signaler som inte på något sätt är sämre än förstärkare gjorda enligt klassiska kretsar. Det bör noteras att hybridförstärkare kräver noggrann justering och förståelse för de processer som uppstår.
Det finns publikationer av hybrid RA som använder både bipolära transistorer och fälteffekttransistorer, tyvärr har båda nackdelar, som jag kort kommer att uppehålla mig vid.
Den största nackdelen med bipolära transistorer är behovet av att ställa in en stor initial ström på 100 mA eller mer för att föra transistorn till början av den linjära sektionen av karakteristiken. En stor initial ström hos transistorn och följaktligen lampan minskar förstärkarens effektivitet och leder till överhettning av lampanoden även i frånvaro av en excitationssignal. En liten initialström leder till en signalgräns underifrån och märkbara icke-linjära distorsioner.
Nackdelen med fälteffekttransistorer är en stor restspänning vid avloppet (8 ... 12 V) och följaktligen ett stort internt motstånd. Strömmen för en fälteffekttransistor, till exempel KP901, börjar begränsas till en nivå av cirka 300 mA. Eftersom, efter att ha nått den specificerade strömmen, en ökning av excitationsamplituden inte leder till en ökning av dräneringsströmmen, begränsas signalen ovanifrån.
Den föreslagna hybrid-RA använder en bipolär transistor. Nackdelarna med detta alternativ elimineras med hjälp av speciella kretsar, som gör att du kan ställa in den initiala strömmen för lampan och transistorn separat, till exempel: lampströmmen är 15 mA och transistorn är 120 mA.
Två 6P45S lampor med en KT922B transistor i katoden fungerar i förstärkaren. Till skillnad från kända kretsar, matas kollektorn på transistorn VT4 med spänning från en strömstabilisator gjord på transistorerna VT5 och VT6 genom frånkopplingsspolen L7 och skyddsdioden VD11. Genom transistorn VT4 i lampornas katod flyter den totala strömmen för lamporna VL1 och VL2 och stabilisatorn på VT5 och VT6. Var och en av dessa strömmar är oberoende justerbar och kan ställas in på ett förutbestämt värde, vilket ger det önskade driftläget för både lamporna och transistorn. Strömmen som passerar genom lamporna och VT4-transistorn, i frånvaro av en excitationsspänning, är lampornas initiala ström. När excitationsspänningen appliceras ändras strömmen genom lamporna och transistorn och är proportionell mot excitationsnivån. Den del av strömmen som går till VT4-transistorn från stabilisatorn är alltid konstant och beror inte på excitationsnivån. En kedja av två dioder VD7, VD8 och en zenerdiod VD6 skyddar VT4-transistorn från överspänning. Glödtrådsspänningen för lamporna tillförs genom L6-choken, vilket eliminerar den skadliga effekten av kapacitansen mellan katoden och glödtråden. Excitationsspänningen tillförs basen av transistorn VT4 genom en bredbandstransformator T1, som matchar 50-ohm-ingången på PA med lågresistansingången på transistorn. ALC-spänningen tas från emittern på VT4-transistorn och justeras med R25-potentiometern.
Noden på DD1-chippet låter dig växla RA till överföringsläge. Kontrollordningen är följande: efter att pedalkontakten är stängd mot kroppen låser nyckeln på VT1 RX; efter ett förutbestämt tidsintervall ansluter antennreläet Kl antennen till RA; och slutligen, efter en tidsfördröjning, upprättas sändningsmoden med användning av relä K2. Efter att du släppt pedalen, är processen omvänd: TX stängs av; antennen kopplas om och mottagaren tillåts fungera.
Etablering av RA börjar med att sätta strömmen till 100-110 mA i strömstabilisatorn vid VT5, VT6. För att justera stabilisatorn är det nödvändigt att koppla bort VT5-transistorns kollektor från resten av kretsen och ansluta den genom en milliammeter och ett 300 Ohm motstånd anslutet i serie med det till höljet. Stabilisatorströmmen ställs in av motståndet R27, vars värde bestäms av formeln R \u003d 0,625 / I, där motståndet är i ohm, strömmen är i ampere. I vårt fall behövs ett 6,25 ohm motstånd. Det finns inget standardmotstånd med detta värde, så två motstånd på 6,8 Ohm och 68 ... ,82 Ohm bör kopplas parallellt. Vidare, efter återställningen av strömstabilisatorkretsen, genom att justera potentiometern R14, sätts den initiala lampströmmen till 15 ... 20 mA (RA - i överföringsläge, ingen excitering appliceras). Om den initiala strömmen inte passar inom de specificerade gränserna är det nödvändigt att ändra värdet på motståndet R11. Den totala strömmen genom VT4-transistorn måste vara lika med summan av strömmarna genom lamporna och strömstabilisatorn. Basströmmen för VT4-transistorn är liten och kanske inte tas med i beräkningen. Strömreglering VT4 utförs av spänningsfallet över motståndet R20.
Det sista steget är att installera RA-kontursystemet. Utgångspunkten för avstämningen är lampornas anodström när exciteringen appliceras och anodkretsen avstäms.
Genom att justera excitationsnivån är det nödvändigt att ställa in lampornas anodström, med en avstämd krets - 620 mA. Denna operation måste utföras mycket snabbt, eftersom. i detta fall försvinner all ineffekt vid lampornas anoder, och de kan misslyckas. Justera nu antennkondensatorn och justera anodkondensatorn för slingsystemet, tills anodströmmen sjunker, ställ in den senare på nivån 550 ... 560 mA. Nedbrytningen av anodströmmen vid resonans, i förhållande till "uppbyggnads"-strömmen, bör vara 10 %, det är detta värde på anodströmsavfallet som säkerställer god linjäritet och hög effektivitet hos RA i SSB-läge. I CW-läge kan anodströmsfallet vara 20%, i detta fall uppnås den maximala effekten av RA och lampornas termiska regim underlättas. Det bör särskilt betonas att vid avstämning av anodkretsen måste exciteringssignalen vara antingen enkelton eller CW. Användningen av en tvåtonssignal eller röst när du ställer in RA, såväl som användningen av olika fältstyrkeindikatorer, tillåter inte att förstärkaren är korrekt inställd och leder till uppkomsten av intermodulationsdistorsion och, som ett resultat, till en expansion av det utstrålade frekvensbandet.
Den föreslagna förstärkaren, med ett välgjort loopsystem, ger toppeffekt i SSB-läge på 385 watt, med en effektivitet på 68%, nivån av intermodulationsdistorsion överstiger inte -30 dB. Inspänningen som krävs för att uppnå maximal effekt överstiger inte 10 V vid en belastning på 50 ohm.
Några allmänna kommentarer. Lampor 6P45S har anoder placerade inte riktigt symmetriskt med avseende på gallren, vilket leder till ojämn uppvärmning av anoden och en minskning av den effekt som avges av den. Därför kan endast speciellt utvalda lampor med enhetlig uppvärmning av anoden ge maximal effekt av RA.
I 6P45S-lampan är ledaren som ansluter anoden till anodkåpan inuti lampan gjord av tunn koppartråd, som kan smälta när RA drivs med maximal effekt vid de högsta frekvenserna. När man arbetar på 24 och 28 MHz-banden är det därför nödvändigt att minska uteffekten från RA med 30 %.
Förstärkaren på 6P45S-lampor kräver ett tillräckligt lågt belastningsmotstånd och följaktligen en stor anod variabel kondensator. Eftersom sådana kondensatorer för närvarande är mycket sällsynta, är det vettigt att ersätta den med en uppsättning fasta kondensatorer kopplade av en intervallomkopplare. I detta fall kan en sfärisk variometer användas som en slinginduktans, den används också för att ställa in anodkretsen till resonans.
Den föreslagna versionen av slingsystemet har ett smalare intervall av matchade impedanser än i en konventionell P.-slinga och kräver användning av antenner med kabelreduktion.
Och avslutningsvis om några designfunktioner hos RA.
Två hål med en diameter på 58 mm skärs in i chassit för installation av lampor. Två lampsotag är monterade på en aluminiumplatta placerad under chassit på ett sådant sätt att lamporna är infällda 18 mm efter montering. T5-transistorn är monterad på en 40x40 mm nålradiator.
Det rekommenderas att lägga en gemensam karossbuss av tunn koppar eller folietextolit 15 ... 20 mm bred mellan antennkontaktens kroppsdel och lamppanelerna. Alla bypass-kondensatorer som är anslutna till lamporna, samt alla delar av slingsystemet som måste anslutas till huset, ska anslutas till husskenan. Det är inte nödvändigt att isolera chassiskenan från chassit.
Litteratur:
1. Zhalnerauskas V. Hybrid linjär effektförstärkare. "Radio" nr 4 1968
2. Andryushchenko B. HF-förstärkare "Retro". "Radiomir HF och VHF" nr 4 2002
Förstärkaren är konstruerad för linjär förstärkning av enkelsidbands-, telegraf- och AM-signaler i intervallen 10 ... 80 m. Vid förstärkning av telegraf- och AM-signaler (i bärvågsläge) är ingångseffekten 200 W, samtidigt som en förstärkning av enkel- sidbandssignaler är den genomsnittliga ineffekten (när man uttalar ett långt "a" framför mikrofonen) också 200 W, medan "toppineffekten kan nå 400-500 W. Förstärkarens effektivitet är 65-70%, beroende på funktionsområde Förstärkaren använder fyra G811-lampor parallellkopplade enligt OS-kretsen (Fig. 1).
A. Jankowski (SP3PJ)
Trots den allmänna tendensen att använda halvledarenheter i alla tekniska enheter är det fortfarande nödvändigt att komma ihåg att HF-röreffektförstärkare (med en uteffekt på mer än 100 W) är mycket lättare att tillverka och mer stabila i drift. Att experimentera med transistorenheter är ett dyrt nöje, eftersom, som någon träffande noterade, ingen dör så tyst, lika snabbt och säkert som en transistor.
Vem behöver effektförstärkare? Få av amatörerna arbetar med QRP, men de flesta börjar förr eller senare drömma om att öka kraften hos sändaren. Du måste dock vara medveten om att för att korrespondenten ska märka en förändring i signalstyrkan med en punkt på S-skalan (6 dB) måste sändarens uteffekt fyrdubblas, och det spelar ingen roll om detta är en lokal anslutning eller en QSO med DX.
Vyacheslav Fedorchenko (RZ3TI), Dzerzhinsk, Nizhny Novgorod-regionen Många radioamatörer designar kortvågseffektförstärkare på direkta glödlampor, som GU-13, GK-71, GU-81. Dessa lampor är inte dyra, opretentiösa i drift, har en hög linjär karaktäristik och kräver inte forcerad kylning. Den huvudsakliga positiva kvaliteten hos dessa lampor är deras beredskap för drift inom en eller två sekunder efter att strömmen har lagts på. Enligt den föreslagna beskrivningen gjordes mer än ett dussin konstruktioner, som visade utmärkta tekniska egenskaper, bra repeterbarhet, enkel installation och drift. Designen är designad för upprepning av radioamatörer med genomsnittlig kvalifikation.
V. Gnidin UR8UM (ex, UR4UAS) Baserat på förstärkarkretsen från artikeln av V. Drogan (UY0UY). "HF Power Amplifiers" Jag förenklade kretsen lite och gjorde om den för de delar jag har så att säga ett budgetalternativ. Jag erbjuder mig att granska vad som hände.
Oleg Platonov (RA9FMN), Perm
Denna förstärkare fungerar på amatörbanden 3,5-28 MHz. Med en insignaleffekt på 25 ... 30 W kommer dess uteffekt i SSB-läge på 3,5-21 MHz-banden att vara minst 600 W och minst 500 W på 24- och 28 MHz-banden. Förstärkarens ingångsimpedans är 50 ohm.
Den är gjord på två pulsgeneratortetroder GMI-11, parallellkopplade enligt schemat med en gemensam katod
Med hjälp av ett hybridförstärkningsschema och impedansmatchning av ingångs-P-kretsen svänger vi signalen till en effekt på 150-160W vid en anodström på två GU-50 - cirka 300mA i tangenttryckningsläget. Det är också önskvärt att kontrollera strömmen i skärmnäten och inte överstiga dess värde på mer än 40mA för två lampor. 250V x 0,02A = 5W - den maximalt tillåtna nivån av effektförlust på skärmnätet för en lampa. En skyddsdiod kommer att skydda stabilisatortransistorn i händelse av att en lampa skjuter genom nätet.
Vanligtvis är en effektförstärkare för en radiostation eller en HF-transceiver byggd på lampor av typen "GU ..." eller på kraftfulla högfrekventa transistorer. Båda dessa alternativ kanske inte alltid är acceptabla. Lampor i "GU"-serien är relativt få, och kraftfulla RF-transistorer, även om de kan köpas, är oöverkomligt dyra. För att bygga ett slutsteg med en effekt på mer än 100 W behöver du dessutom flera av dessa transistorer, plus mer arbetskrävande högfrekventa transformatorer. Effektförstärkaren som beskrivs i den här artikeln är byggd enligt en hybridkrets på två relativt prisvärda transistorer (KT610A och KT922V) med medeleffekt, och en 6P45S-lampa, som användes flitigt i de horisontella scanningsutgångsstegen för tub-TV och, i denna hänsyn, är också relativt tillgänglig och billig.
I. AVGUSTOVSKY (RV3LE), Smolensk-regionen, Gagarin Idén att bygga en push-pull-förstärkare baserad på vakuumrör är inte ny, och kretsen för denna förstärkare skiljer sig i princip inte från kretsen för att bygga push- dragförstärkare baserade på transistorer. Det bör noteras att nuvarande lampor fungerar bäst i denna krets, d.v.s. lampor med lågt inre motstånd, som kan ge en betydande anodströmpuls vid låg matningsspänning. Dessa är lampor av typ 6P42S, 6P44S och 6P45S. Jag lyckades dock bygga en förstärkare med bra egenskaper även på en GU-29 lampa.